共漏極放大器也稱為源極跟隨器，以其低輸出阻抗而聞名。本文介紹了基本的公共漏極配置，并研究了其大信號特性。

理想情況下，運算放大器的輸出電阻應為零。這是因為運算放大器的輸出電阻與負載電阻串聯(lián)，因此這兩個電阻將形成一個分壓器。對于非零輸出電阻，這將導致負載處的輸出電壓降低。

盡管它被廣泛使用，但共源放大器在這方面遠非理想。它的輸出阻抗與MOS晶體管的輸出電阻在同一數(shù)量級，很容易達到幾kΩ。因此，用輸出阻抗相對較低的另一個放大器緩沖共源放大器的輸出是有用的。

進入共漏極放大器。雖然它的使用頻率不如其公共源極對應物，但當放置在運算放大器的輸出端時，它可以形成一個很好的電壓緩沖器：它的小信號增益大約為1，輸出電阻相對較小。當創(chuàng)建振蕩器或兩端有源電感器時，該放大器的輸入和輸出阻抗也很有用。

圖1顯示了具有理想電流源的基本共漏極放大器。

具有理想電流源的基本共漏極放大器。

圖1?；镜墓猜O放大器配置。

如上圖所示，共漏極放大器使用柵極作為輸入，源極作為輸出。因為源極的輸出電壓“跟隨”柵極的輸入電壓，所以這種配置也被稱為源極跟隨器。漏極與直流電壓相連。對于NMOS，假設直流電壓為VDD；對于PMOS，它是地。

在本文中，我們將了解此源跟隨器的大信號特性。后續(xù)文章將介紹放大器的小信號行為。

理想電流源的大信號行為

為了理解上述電路的大信號特性，讓我們看看當我們將VIN從0掃到VDD時，VOUT會發(fā)生什么。

在掃描開始時，VIN和VOUT都等于0。只要VIN小于NMOS晶體管的閾值電壓（VTH），晶體管將保持關斷，VOUT將繼續(xù)為0。然而，一旦VIN達到閾值電壓，晶體管就會導通。

當它打開時，晶體管處于飽和狀態(tài)。當VDS=VGS-VTH時，NMOS晶體管達到飽和。由于在這種配置中VDS=VDD，并且VDD將始終大于VGS-VTH，因此晶體管將在剩余的掃描時間內保持飽和。

一旦晶體管導通，電流源就會迫使偏置電流（IBIAS）通過晶體管。在此基礎上，我們可以計算柵極到源極的電壓，如下所示：

方程式1。

解釋：

μn是NMOS晶體管的遷移率

Cox是氧化物電容

W是晶體管寬度

L是晶體管長度。

由于在這種情況下VGS等于VIN-VOUT，我們可以重新排列這個方程來求解VOUT：

方程式2。

從方程式2中可以看出，VOUT在較低電壓下跟隨VIN。這指向了源跟隨器的一個常見應用，即它可以用作電平移位器。

圖2展示了圖1中共漏極放大器的大信號特性。圖表上的輸出電壓變?yōu)樨撝?，因為電路中使用了理想的電流源?/p>

具有理想電流源的共漏極放大器的直流特性。

圖2:圖1中公共漏極放大器的直流特性。

公共漏極放大器輸入電壓的適當工作區(qū)域由下式給出：

方程式3。

更現(xiàn)實的實施

因為它使用了一個理想的電流源，圖1并不能代表我們實際如何實現(xiàn)一個共漏極放大器。在現(xiàn)實生活中，電流源將通過負載晶體管實現(xiàn)，如圖3所示。負載晶體管標記為M2。

帶MOS電流源的共漏極放大器。

圖3。帶MOS電流源的共漏極放大器（M2）。

M2必須處于飽和狀態(tài)才能正常工作，因此該放大器的大信號特性略有不同。當VOUT≥VBIAS-VTH時發(fā)生飽和。如果VOUT低于VBIAS-VTH，M2將在線性區(qū)域運行，從而降低源極跟隨器的性能。

圖3的直流特性如圖4所示。

具有MOS電流源的共漏極放大器的直流特性。

圖4。MOS電流源共漏極放大器的直流特性。

因為VBIAS必須大于VTH，所以我們的工作范圍比理想電流源更有限。使用方程式2中VOUT與VIN的關系，我們可以定義此版本的共漏極放大器正常工作的VIN范圍：

方程式4。

總結

從我們的大信號分析中，我們可以看到源極跟隨器輸出輸入的電平偏移電壓。因為輸出跟蹤輸入的變化，所以公共漏極放大器可以用作緩沖器或電平移位器。在下一篇文章中，我們將研究源代碼跟隨器的小信號行為，了解它的更多用途。