H橋降升壓集成電路廣泛應(yīng)用于即使系統(tǒng)電池電壓降至較低電壓仍需保持恒定電壓或電流源的應(yīng)用中。當(dāng)需要單級轉(zhuǎn)換器時，它們很有意義，且輸出可以設(shè)置在輸入電壓之上或以下。它們還可以作為LED應(yīng)用的電流源，簡化典型升壓至降壓轉(zhuǎn)換為單級的設(shè)計。

由于耦合電感的成本，這些集成電路通常比其他降壓拓撲結(jié)構(gòu)（如單端初級電感轉(zhuǎn)換器SEPIC）更受青睞。

顧名思妙想，H橋降壓升壓結(jié)構(gòu)由降壓電路和升壓電路合并到一個變換器中。該電路需要四個開關(guān)才能工作。這四個開關(guān)通過感測輸出與輸入的比例來調(diào)節(jié)輸出，從而確定工作模式。

H橋降壓通過多種工作模式之一來工作。當(dāng)輸入電壓遠高于輸出電壓時，電路通過切換開關(guān)1和2切換進入純降壓模式（見圖1）。當(dāng)輸入電壓遠低于輸出電壓時，電路會通過切換開關(guān)3和4來以純升壓模式運行。

1. 典型的H橋降壓-升壓配置。

當(dāng)輸入和輸出電壓更接近時，這些模式之間的界限會變得模糊。當(dāng)輸入電壓接近輸出時，電路將以降壓-升壓模式運行。在此模式下，四個開關(guān)可以通過多種方式控制以實現(xiàn)適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)。

降壓升壓變換器的不同工作模式

為了確定工作模式，電路會先感知輸出電壓與輸入電壓的差值，然后將比值與內(nèi)部設(shè)定值進行比較。根據(jù)情況不同，降壓-升壓轉(zhuǎn)換器會轉(zhuǎn)移到不同的區(qū)域。通常會對這些值施加一定的滯后，以確保由于輸入電壓升降導(dǎo)致不同區(qū)域之間的平滑躍遷。

• 降壓區(qū)：當(dāng)該模式的內(nèi)部比較器因輸出電壓足夠低而觸發(fā)時，電路將作為純降壓轉(zhuǎn)換器工作。要在降壓區(qū)工作，開關(guān)3必須始終閉合，開關(guān)4必須始終開啟。第一和第二個開關(guān)可以像普通強制脈寬調(diào)制（FPWM）降壓轉(zhuǎn)換器一樣切換LX1（見圖2）。

• 升壓區(qū)：當(dāng)情況相反時，電路將作為純升壓轉(zhuǎn)換器工作。當(dāng)它感知輸出電壓足夠高于輸入時，內(nèi)部升壓模式比較器會觸發(fā)。要在升壓區(qū)工作，開關(guān)1必須保持閉合，開關(guān)2必須始終開啟。第三和第四個開關(guān)可以像普通FPWM升壓轉(zhuǎn)換器一樣切換LX2（見圖3）。

• 降壓增壓區(qū)：當(dāng)輸出相對接近輸入（稍高或稍低）時，電路將運行在降壓升壓區(qū)。

2. 18至12伏降壓工作期間的降壓-升壓轉(zhuǎn)換器。

3. 6至12伏升壓運行期間的降壓-升壓變換器。

使用交替降壓控制以嚴(yán)格調(diào)節(jié)輸出

在交替降壓-增壓控制下，電路通過在降壓和升壓側(cè)交替調(diào)節(jié)輸出。這意味著最初，電路會作降壓開關(guān)，而占空比由壓縮器電壓決定。降壓開關(guān)會在電路切換到升壓側(cè)之前工作完整一段時間。當(dāng)降壓側(cè)完成一個完整周期后，增壓側(cè)會切換，其工作周期也受補償器電壓控制。

通過這種作，H橋的兩側(cè)可以根據(jù)需要調(diào)整每個降壓和升壓脈沖，以調(diào)節(jié)輸出。這也意味著由于H橋的兩半只有在另一側(cè)完成后才切換，作頻率實際上減半（見圖4）。

4. H橋電路在降壓助推區(qū)域的運行。

這種控制方法帶來了多項好處。第一是效率：由于降升區(qū)的切換頻率減半，切換損耗被最小化。電磁干擾（EMI）也被降低。即使切換頻率減半，始終保持一致，這簡化了電磁干擾濾波。

最后，這種方法可以提升瞬態(tài)響應(yīng)。這是因為當(dāng)輸出略高于輸入時，有效增壓占空比會降低。因此，該控制方案中的右半平面零點（RHPZ）在降壓區(qū)保持在更高的頻率。

為了觀察電路如何在降壓-升壓區(qū)調(diào)節(jié)輸出，考慮輸入略高于輸出的情況。降壓升壓循環(huán)通過關(guān)閉開關(guān)1和3來控制降壓側(cè)開始。這會導(dǎo)致電感電流以（V輸入至V輸出）/L1的斜率上升至峰值。

當(dāng)降重導(dǎo)通時間結(jié)束后，控制環(huán)路將打開開關(guān)1并閉合開關(guān)2。在降壓周期的關(guān)閉時間內(nèi)，電感電流會以VOUT/L1的斜率下斜至谷值，定義電感峰間紋波。

一旦降壓側(cè)滿開關(guān)周期，邏輯電路將切換到升壓側(cè)。增壓端會先打開開關(guān)2，保持開關(guān)1和3關(guān)閉。這個動作代表加速的關(guān)閉時間。在此期間，電感電流將以與降噪同步的方式上升，電流斜率為（VIN – VOUT）/L1。

一旦加速關(guān)閉時間結(jié)束，控制環(huán)路將通過打開開關(guān)3和關(guān)閉開關(guān)4來編程加速導(dǎo)通時間。它會使電感電流按時恢復(fù)到降包的初始電平，斜率為VIN/L1（見圖5）。

5. 當(dāng)輸入電壓高于輸出電壓時，器件在降壓-升壓模式下的開關(guān)動力學(xué)。

接下來，考慮 VIN 略小于 VOUT 的情況。在這里，每個切換周期保持不變。這兩種情況的主要區(qū)別在于，當(dāng)VIN>VOUT時，電感電流紋波由降壓關(guān)斷時間決定。然而，當(dāng)VIN <VOUT時，電感電流紋波由升壓導(dǎo)通時間決定。

由于H橋降壓和升壓側(cè)的頻率減半，電感電流波動也會在降升區(qū)加倍。圖6展示了這一點，電感電流只有在完成一個完整的降壓和升壓周期后才會完成一個完整周期。

6. 當(dāng)輸出電壓高于輸入電壓時，器件在降壓-升壓模式下的開關(guān)動態(tài)。

降壓增壓的優(yōu)點：更高的效率，更快的瞬態(tài)響應(yīng)

在降壓增壓電路中，當(dāng)電路進入降壓增壓區(qū)時，整體功率級效率會下降。交替控制可以提高增壓區(qū)的效率。這是由于降壓區(qū)的有效頻率下降所致。

我們用一個例子來演示一下。在降壓作期間，如果工作頻率為2.1 MHz，第一和第二開關(guān)（1和2）每476納秒分別導(dǎo)通和關(guān)閉一次。在升壓區(qū)工作時，第二對開關(guān)（3和4）同樣如此。在降壓增壓區(qū)工作時，除了開關(guān)在兩側(cè)交替切換外，其他變化不大。因此，即使在增壓區(qū)段，切換事件數(shù)量保持不變，從而提高了效率。

要理解這種方法如何改善電源的瞬態(tài)響應(yīng)，可以看看輸出略大于輸入的情景。在這種情況下，電路處于降壓-升壓區(qū)。由于電路現(xiàn)在提升的幅度大于反彈，提升RHPZ對電路的影響會更大。使用交替降壓-增壓控制時，這種效應(yīng)較不明顯，因為電感電流在升壓區(qū)可以增加更長時間。

這也意味著輸入電壓的變化對輸出的影響較小，因為電感電流可以更快地增強以修正輸入變化。

瞬態(tài)的訣竅：優(yōu)化降壓的瞬態(tài)響應(yīng)

在補償降壓增益集成電路時，分頻頻率的選擇必須考慮最壞情況負載、輸入電壓、輸出電容值和電感值。

由于降壓增壓IC可以在升壓區(qū)工作，這意味著最壞情況下的垂直輸入也很可能導(dǎo)致電路以純升壓模式工作。在純升壓模式下，電路還面臨RHPZ的額外限制。

RHPZ是電感充電到輸出能量之間的時間延遲函數(shù);因此，環(huán)路必須補償該頻率的1/3到1/5。因此，即使降壓區(qū)有更多帶寬（沒有RHPZ）時，降-增益電路的瞬態(tài)響應(yīng)也會受到限制。

通常，由Rcomp1和Ccomp組成的電阻-電容（RC）網(wǎng)絡(luò)用于補償控制環(huán)路，提供適當(dāng)?shù)南辔缓驮鲆?。為了?yōu)化升壓和降壓區(qū)的瞬態(tài)，在RC補償網(wǎng)絡(luò)中增加一個額外的電阻（Rcomp2）。還會在Rcomp2上放置一個開關(guān)，根據(jù)工作區(qū)域?qū)⑵湟牖蛲顺鲅a償網(wǎng)絡(luò)。

當(dāng)電路處于升壓模式時，開關(guān)會在Rcomp2兩端短路，降低分頻頻率。當(dāng)電路進入降壓或降壓區(qū)時，開關(guān)打開，Rcomp2進一步幫助提升增益和相位。

反過來，這會增加分頻點。該作使電路在升壓區(qū)有足夠低的交叉點，同時在降壓區(qū)也有足夠的高分頻點（見圖7）。

7. 該補償網(wǎng)絡(luò)用于改善降壓-升壓變換器的瞬態(tài)響應(yīng)。

降壓-升壓轉(zhuǎn)換電路的控制環(huán)路設(shè)計

降壓-升壓電路的控制環(huán)路可以通過多種方式實現(xiàn)。其中最有效的是平均電流模式控制，它帶來了其他控制方法無法實現(xiàn)的多種優(yōu)勢。

抗噪能力

在平均電流模式控制中，感應(yīng)電感電流并與補償水平進行比較。然后它被輸入包含RC補償網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)環(huán)誤差放大器。該積分器為內(nèi)環(huán)提供高增益。補償后的內(nèi)環(huán)隨后與鋸齒螺比較以生成占空比。它帶來更高的抗噪能力，因為電感波形中的任何電流尖峰都會被濾除掉。那是因為回路在調(diào)節(jié)平均電流。

考慮峰值或谷電流模式控制的情況，其中感應(yīng)的電感電流相對于峰值或谷值很小。這導(dǎo)致抗噪聲能力降低，因為感應(yīng)電流中存在的任何電流尖峰都可能導(dǎo)致采樣錯誤，除非對感應(yīng)電流進行前沿遮蔽或濾波。即使有濾波，在低負載電流下，斜率補償相對于感應(yīng)信號可能變得較大，導(dǎo)致調(diào)節(jié)偏差加大。

最低開停時間

平均電流模式控制使用積分器作為內(nèi)電流環(huán)，并通過鋸齒形電路輸入比較器以生成占空比。因此，最小導(dǎo)通和關(guān)斷時間（TON 和 TOFF）相較于峰值電流模式或谷電流模式（由于電路如前沿消隱）會有更長的最小導(dǎo)通和關(guān)閉時間。

無坡度補償

重要的是，平均電流模式控制方法不需要坡度補償。這簡化了最大電流限制，因為它不再是增加斜率的函數(shù)。由于不需要斜率補償，這意味著平均電流模在不連續(xù)導(dǎo)通模式下的性能優(yōu)于峰值電流模式，而峰值電流中斜率補償可能成為被感應(yīng)信號的大部分。

并行運行

如果多個變換器設(shè)計為并聯(lián)運行，那么平均電流模式控制能提供最佳的電流共享。這是因為外環(huán)路會編程每個轉(zhuǎn)換器的平均電流，而峰值或谷電流模式由于電感略有不同，電流會有一定偏移。

測試：降壓升壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計評估

讓我們來看一個設(shè)計示例。目標(biāo)是制造一種降升壓轉(zhuǎn)換器，能夠接受6至18V的輸入電壓（VIN），并輸出穩(wěn)壓13伏2.5安，同時將輸出電容盡可能低。輸出電壓的目標(biāo)峰峰值紋波為±5%。

為了最小化輸出電容，首先選擇2.1 MHz的開關(guān)頻率。在這個速度下，電感值通常使用1 μH。VOUT 限制允許出現(xiàn) 650 毫伏瞬態(tài)。要估算所需的輸出電容，首先考慮最壞情況的V輸入，這將使電路處于升壓區(qū)。在助推區(qū)，RHPZ可用方程1計算。

通過計算RHPZ并除以5，提升區(qū)的分頻頻率將定為35 kHz。方程2可用于估計輸出上限。通過求解該方程，輸出電容估計為17.5微F。將此數(shù)值向上取為22微F。選定元件后，合成器可以從提升區(qū)開始設(shè)計，實現(xiàn)35 kHz分頻器。

一旦選定了Rcomp和Ccomp，電路必須在18 VIN時對降包區(qū)進行補償。因為沒有右切邊頻，選分頻頻率為100 kHz。然后可以調(diào)整Rcomp2以實現(xiàn)這種交叉。

一切就緒后，檢查每種情況中的瞬態(tài)響應(yīng)。由于加入Rcomp2，降壓和降壓區(qū)的瞬態(tài)被減小。這在圖8、9和圖10中有所體現(xiàn)。

8. 6 VIN（426 mV）的升壓瞬態(tài)。

9. 18伏IN（167毫伏）的降級瞬態(tài)。

10. 降壓瞬態(tài)，電壓為13 VIN（201 mV）。

結(jié)論

交替降壓-增壓控制因其改進的瞬態(tài)響應(yīng)、更高的效率和更低的電磁干擾（EMI）以及設(shè)計簡潔性，在標(biāo)準(zhǔn)控制方法中具有優(yōu)勢。通過添加Rcomp2，可以進一步優(yōu)化降壓-增益電路的瞬態(tài)響應(yīng)，以幫助提升環(huán)路帶寬。