功率半導(dǎo)體：IGBT 和 SiC 電源開關(guān)工程基礎(chǔ)知識
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一、IGBT 和 SiC 電源開關(guān)基礎(chǔ)知識
圖 1：基于功率和頻率水平的功率半導(dǎo)體器件應(yīng)用SiC MOSFET 與硅 (Si) MOSFET 和 IGBT 相比有何系統(tǒng)優(yōu)勢？
Si MOSFET 和 IGBT 已在電源轉(zhuǎn)換器中使用了很長時間。不過，SiC MOSFET 已成為一項(xiàng)新技術(shù)，鑒于其固有的材料特性（寬帶隙 (WBG) 材料），其優(yōu)勢已超過這些器件。表 1 中總結(jié)了這些特性。與使用 Si 器件的系統(tǒng)相比，SiC的材料特性可直接轉(zhuǎn)化為系統(tǒng)級優(yōu)勢，包括更小的尺寸、更低的成本以及更輕的重量。因此，SiC MOSFET 正在逐漸取代 Si 功率器件。
表 1：功率器件材料特性
Si MOSFET、Si IGBT 和 SiC MOSFET 電源開關(guān)之間有何差異？
Si MOSFET、Si IGBT 和 SiC MOSFET 均可用于電源應(yīng)用，但其功率水平、驅(qū)動方法和工作模式有所不同。功率 IGBT 和 MOSFET 在柵極均由電壓進(jìn)行驅(qū)動，因 為 IGBT 內(nèi)部是一個驅(qū)動雙極結(jié)型晶體管 (BJT) 的 MOSFET。由于 IGBT 的雙極特性，它們以低飽和電壓 承載很大的電流，從而實(shí)現(xiàn)低導(dǎo)通損耗。MOSFET 也具 有低導(dǎo)通損耗，但取決于器件的漏源導(dǎo)通電阻 RDS(ON) 與導(dǎo)通狀態(tài)電壓。Si MOSFET 承載的電流要小于 IGBT，因此 IGBT 用于大功率應(yīng)用。MOSFET 用于重視高效率的高頻應(yīng)用。就器件類型而言，SiC MOSFET 與 Si MOSFET 相似。不 過，SiC 是一種 WBG 材料，其特性允許這些器件在與 IGBT 相同的高功率水平下運(yùn)行，同時仍然能夠以高頻 率進(jìn)行開關(guān)。這些特性可轉(zhuǎn)化為系統(tǒng)優(yōu)勢，包括更高的功率密度、更高的效率和更低的熱耗散。表 2 列出了這些器件之間的一些主要差異。
表 2：功率器件額定值和應(yīng)用
隔離的一些常見形式是什么，它們有何差異？隔離對于系統(tǒng)可靠性和人身安全而言至關(guān)重要。可以使用各種形式的電氣隔離。三種主要的類型是光學(xué)隔離、磁隔離和電容隔離。每種類型使用不同的方法將交流或直流信號可靠地傳輸?shù)捷敵?，無需實(shí)際的電氣連接。光學(xué)隔離（如圖 2 所示）通過驅(qū)動 LED 燈來傳輸信號。LED 位于光晶體管附近，光晶體管將光信號轉(zhuǎn)換為由互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體 (CMOS) 電路緩沖的電流。磁隔離（如圖 3 所示）使用變壓器的繞組通過磁場在氣隙中傳輸信號。輸入端的磁場在輸出端感應(yīng)出與原始信號成正比的電流。電容隔離（如圖 4 所示）使用電場在兩個導(dǎo)電板之間傳輸信號。在選擇正確的隔離柵類型時，主要考慮因素是隔離級別、CMTI 等級以及降級和壽命。德州儀器 (TI) 電容隔離技術(shù)的工作電壓由時間依賴型電介質(zhì)擊穿 (TDDB) 決定，其中考慮了所有降級機(jī)制。與基于光耦合器和基于變壓器的隔離相比，TI 的電容技術(shù)顯示了處理更高應(yīng)力電壓的能力。
高電壓應(yīng)用為何需要隔離？
許多系統(tǒng)包含低電壓和高電壓電路。這些電路相互連接，將所有控制和電源功能結(jié)合在一起。例如，圖 5 顯示了牽引逆變器的方框圖。這包括初級側(cè)的低電壓通 信、控制和主電源電路。次級側(cè)具有高電壓電路，包括電機(jī)驅(qū)動器、功率級和其他輔助電路?？刂破魇褂脕碜愿唠妷簜?cè)的反饋信號，并且容易受到高壓的影響，因此如果沒有隔離柵，則會造成損壞。隔離柵通過形成單獨(dú)的接地基準(zhǔn)將初級側(cè)電路與次級 側(cè)電路進(jìn)行電氣隔離，這也稱為電隔離。這種隔離可以防止不需要的交流或直流信號從一側(cè)傳輸?shù)搅硪粋?cè)。初級側(cè)不會超過電路的最大額定值。此外，人可能會觸及控制電路，因此需要采用高電壓隔離以防止電擊。有三種主要類型的隔離：功能隔離、基本隔離和增強(qiáng)型隔離。功能隔離指確保正常運(yùn)行但不防止電擊的隔離 級別。只要隔離柵完好無損，基本隔離就可以提供足夠 的電擊防護(hù)。安全準(zhǔn)則要求使用增強(qiáng)型隔離，這是基本 隔離級別的兩倍，用于提供冗余。
表 5：牽引逆變器方框圖如何確定電源開關(guān)的驅(qū)動強(qiáng)度？
驅(qū)動強(qiáng)度指柵極驅(qū)動器的拉電流和灌電流能力。驅(qū) 動器強(qiáng)度的選擇取決于所使用的電源開關(guān) (IGBT 或 MOSFET)（基于其柵極電荷）。柵極電荷是所需的電荷 量或給定時間段內(nèi)的電流，用于對輸入電容進(jìn)行充電 和放電，CISS = Cgd+ Cgs，如圖 6 所示。柵極電荷表示為 一段時間內(nèi)柵極電流的積分，并重新調(diào)整以求解所需 的柵極電流：
其中 trise/fall 是柵極電壓提高開關(guān)速度所需的上升和下 降時間。柵極電荷在大多數(shù)數(shù)據(jù)表中表示為如圖 7 所 示的圖，其中描述了電荷分布到 Cgd 或 Cgs 的區(qū)域。最 關(guān)鍵的區(qū)域是米勒平坦區(qū)域，在該區(qū)域中對 Cgd 進(jìn)行充 電并且柵極電壓保持恒定。在該區(qū)域內(nèi)，器件上切換的 電壓會改變狀態(tài)并導(dǎo)致開關(guān)損耗。因此，驅(qū)動器應(yīng)該能夠在該區(qū)域內(nèi)提供最大的驅(qū)動強(qiáng)度。柵極驅(qū)動器所需 的功率由下式給出：
其中 fsw 是開關(guān)頻率，VDRV 是驅(qū)動電壓。
圖 6：功率器件輸入電容
圖 7：功率器件柵極電荷圖對于驅(qū)動電源開關(guān)而言，分離輸出為何比 單個輸出更好？
柵極驅(qū)動器在電源開關(guān)器件的柵極上拉取和灌入電 流，以使其導(dǎo)通和關(guān)斷。開關(guān)電源器件的速度取決于驅(qū) 動電流。要計(jì)算驅(qū)動器可用的驅(qū)動電流，應(yīng)使用施加的 柵極驅(qū)動電壓和柵極電阻：
柵極電阻器控制器件的瞬態(tài)電壓 (dv/dt) 和瞬態(tài)電流 (di/dt) 的速度，以限制開關(guān)噪聲和開關(guān)損耗。對于功率 器件，上升時間、下降時間以及導(dǎo)通和關(guān)斷之間的延遲 通常是不同的，因此需要單獨(dú)考慮。例如，關(guān)斷時的 di/ dt 可能導(dǎo)致較大的電壓過沖，因此降低開關(guān)速度是有 益的。不過，在導(dǎo)通期間，最好快速進(jìn)行開關(guān)，以降低開 關(guān)損耗。柵極驅(qū)動器可以具有單個或分離輸出。圖 8 顯示了單 輸出驅(qū)動器。在這種情況下，二極管會分離導(dǎo)通和關(guān)斷 的控制。這會增加物料清單，占據(jù)柵極驅(qū)動器板上的更 多空間，并且增大柵極回路中的阻抗。作為替代方案， 分離輸出驅(qū)動器具有單獨(dú)的導(dǎo)通和關(guān)斷路徑，用于完 全獨(dú)立地控制驅(qū)動拉電流或灌電流強(qiáng)度。關(guān)斷時具有 較低的 RG 對 SiC MOSFET 是有利的，可以防止由于快 速開關(guān)和米勒電流引起的誤導(dǎo)通。因此，分離輸出（圖 9 ）是高效且安全地控制功率器件的最佳選擇。
圖 8：具有單個輸出的驅(qū)動器
圖 9：具有分離輸出的驅(qū)動器高驅(qū)動強(qiáng)度為何對 IGBT 和 SiC MOSFET 有益？
IGBT 和 SiC MOSFET 在開關(guān)瞬變期間會因電壓和電 流重疊而產(chǎn)生損耗，如圖 10 所示。柵極電流或驅(qū)動強(qiáng) 度決定了器件輸入電容器的充電和放電速度，在圖中 表示為 tsw。當(dāng)柵極電流增大時，tsw 減小。如果電流過 小，則損耗升高。所需的柵極驅(qū)動強(qiáng)度取決于器件的 柵極電荷 QG，如圖 11 所示?？梢允褂靡韵鹿接?jì)算在 V gs 增大至超過 Vth 到最大驅(qū)動電壓 VDRV 期間（時間為 ton）為器件充電所需的平均電流：
該電流是使器件完全導(dǎo)通所需的平均電流。不過，我們 感興趣的區(qū)域是米勒平坦區(qū)域，在該區(qū)域中柵極電壓 在開關(guān)瞬態(tài)期間保持恒定。柵極驅(qū)動器必須能夠在該 區(qū)域期間提供最大電流，以降低開關(guān)損耗。這取決于柵 極電阻器和該平坦區(qū)域期間的驅(qū)動電壓。SiC MOSFET 可以非常快速地進(jìn)行開關(guān)，從而適合大功率和高頻率 應(yīng)用。柵極電流必須很高才能使器件提供這些好處。更 快的開關(guān)速度可最大限度地減少無源組件，從而減小 總體系統(tǒng)尺寸和重量。在快速且高效地開關(guān)時，IGBT 和 SiC MOSFET 均可提供系統(tǒng)級優(yōu)勢。
圖 10：器件導(dǎo)通開關(guān)損耗 
圖 11：器件柵極電荷圖保持最小死區(qū)時間為何對于電源系統(tǒng)運(yùn)行 而言至關(guān)重要？
死區(qū)時間在許多開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器、逆變器和電機(jī) 驅(qū)動器中至關(guān)重要。死區(qū)時間是指兩個器件采用半橋 配置時都沒有進(jìn)行開關(guān)以避免任何潛在重疊的時間 段，如圖 12 所示。有幾個因素可以影響死區(qū)時間設(shè)置：脈沖寬度失真、傳播延遲以及上升和下降時間。脈沖寬 度失真由上升沿和下降沿的傳播延遲不匹配決定，如 圖 13 所示。傳播延遲也至關(guān)重要，特別是在針對高側(cè) 和低側(cè)使用兩個單獨(dú)的驅(qū)動器時。這兩者之間可能發(fā) 生不匹配情況，如圖 14 所示。此外，上升和下降時間也 可能影響這些信號的重疊。這些參數(shù)中最大的是最小 允許死區(qū)時間，加上一定的誤差幅度。在電源系統(tǒng)中，保持最小死區(qū)時間以提高轉(zhuǎn)換器效率 至關(guān)重要。在死區(qū)時間期間，電流向回流過 IGBT 或 MOSFET 體二極管，如圖 12 所示。體二極管的壓降比 器件本身大得多，因此導(dǎo)通損耗更高。死區(qū)時間越長， 損耗就越高，從而降低效率并產(chǎn)生熱量。因此，最好通 過使用具有低脈沖寬度失真、低傳播延遲和短上升和 下降時間的柵極驅(qū)動器來最大程度地縮短死區(qū)時間。
圖 12：同步開關(guān)半橋 
圖13：脈寬失真
圖 14：傳播延遲不匹配的影響低傳播延遲為何對于高頻電源系統(tǒng)而言至關(guān)重要？
由于 SiC MOSFET 等 WBG 器件，現(xiàn)在可以使用高頻電 源系統(tǒng)。在這些系統(tǒng)中，更高的頻率能夠最大程度地減 少濾波組件，從而最大程度地減小系統(tǒng)，因此能夠?qū)崿F(xiàn) 更高的功率密度。不過，更高的頻率也意味著更高的開 關(guān)損耗。因此，最大程度地降低損耗至關(guān)重要。傳播延 遲是柵極驅(qū)動器的關(guān)鍵參數(shù)之一，它可能會影響高頻 系統(tǒng)的損耗和安全性。傳播延遲定義為從輸入的 50% 到輸出的 50% 的延時時間，如圖 15 所示。該延遲會影 響器件之間切換的時序，這在器件之間的死區(qū)時間或 關(guān)斷時間受限的高頻應(yīng)用中至關(guān)重要。死區(qū)時間是必 需的，用于確保兩個器件不會同時導(dǎo)通，而同時導(dǎo)通可 導(dǎo)致?lián)舸┎⒔档托?。如果死區(qū)時間小于傳播延遲，則 兩個器件將同時導(dǎo)通，如圖 16 所示。不過，使死區(qū)時間大于傳播延遲會導(dǎo)致系統(tǒng)效率降低。在使用 SiC MOSFET 時該結(jié)果至關(guān)重要，因?yàn)樵谒绤^(qū) 時間期間電流會向回流過體二極管。該二極管兩端的 壓降很大，因此會增加損耗。傳播延遲至關(guān)重要的其他 應(yīng)用包括并聯(lián) MOSFET 和 IGBT 并以最小的導(dǎo)通延遲 差異同時驅(qū)動它們。通常，最好使用具有低傳播延遲的 柵極驅(qū)動器，并且在高頻系統(tǒng)中提高效率至關(guān)重要。
圖 15：傳播延遲 
圖 16：傳播延遲不匹配嚴(yán)格的器件至器件傳播延遲匹配為何至關(guān)重要？
當(dāng)使用多個驅(qū)動器來驅(qū)動電源和逆變器應(yīng)用中的同步 開關(guān)時，傳播延遲是電源系統(tǒng)中的關(guān)鍵參數(shù)。延遲會影 響設(shè)計(jì)到系統(tǒng)中的死區(qū)時間，以防止兩個器件同時打 開或同時驅(qū)動多個并行器件。雙通道柵極驅(qū)動器同時 具有用于上下開關(guān)的輸出，高側(cè)和低側(cè)輸出之間的傳 播延遲可能會有所不同。不過，使用兩個單通道驅(qū)動器 也很常見（如圖 17 所示），可將其放置在更靠近功率器 件的位置。如果兩個驅(qū)動器具有相同的傳播延遲規(guī)格， 則可以設(shè)計(jì)死區(qū)時間，以一定的誤差幅度匹配該規(guī)格。由于器件之間的差異（例如，高側(cè)驅(qū)動器的傳播延遲比 低側(cè)驅(qū)動器更長），也可以將傳播延遲指定為較寬的范 圍。圖 18 顯示了一個不匹配的傳播延遲與上升時間 和下降時間示例，這會在某些開關(guān)周期（甚至包含死區(qū) 時間）內(nèi)導(dǎo)致重疊。在這種情況下，您需要大幅度增加 死區(qū)時間設(shè)置以防止擊穿，因此會降低轉(zhuǎn)換器效率。不 過，如果驅(qū)動器具有嚴(yán)格的器件到器件傳播延遲匹配， 則可以減小死區(qū)時間，而不必犧牲效率或擔(dān)心安全性。
圖 17：硬開關(guān)半橋配置 
圖 18：傳播延遲對死區(qū)時間的影響高 UVLO 為何對于 IGBT 和 SiC MOSFET 電源開關(guān)的安全運(yùn)行而言很重要？
UVLO 監(jiān)視柵極驅(qū)動器的電源引腳，以確保電壓保持在 特定的閾值以上，從而確保正常工作。在次級側(cè)，UVLO 額定值設(shè)置了打開電源開關(guān)所需的最小允許驅(qū)動電 壓。柵極電壓對導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗都有影響。由于可 用柵極電流減小，因此當(dāng) VGS 較小時，開關(guān)損耗將增加， 從而使開關(guān)速度更慢：
導(dǎo)通損耗對于系統(tǒng)性能而言至關(guān)重要，并且高度依賴 于 VGS。如圖 19 所示，當(dāng)柵極電壓降低時，IGBT 和 SiC MOSFET 的輸出特性會發(fā)生變化。對于 SiC MOSFET， 這種變化更加明顯。例如，如果某個 IGBT 的 UVLO 為 10V，則該器件仍會在特定的電流水平下以類似的導(dǎo)通 損耗運(yùn)行。不過，對于 MOSFET，與較高的驅(qū)動電壓相 比，其導(dǎo)通損耗將高得多。高導(dǎo)通損耗的結(jié)果是導(dǎo)致更 低的效率和發(fā)熱，從而縮短壽命。一個次要的考慮因素 是柵極驅(qū)動架構(gòu)。SiC MOSFET 和 IGBT 通常使用負(fù)電 壓軌，以實(shí)現(xiàn)更佳的關(guān)斷性能和可靠性。如果 UVLO 以 VEE 為基準(zhǔn)，則最小驅(qū)動電壓可能甚至低于規(guī)格。通常 最好使用較高的 UVLO 電壓，以確保隨著時間的推移 實(shí)現(xiàn)低導(dǎo)通損耗和更佳的可靠性。
圖 19：IGBT 和 SiC MOSFET I-V 曲線
圖 20：以 COM 為基準(zhǔn)的 UVLO什么是輸入抗尖峰濾波器，它們?yōu)楹卧诖蠊β蕬?yīng)用中很重要？
大功率應(yīng)用容易受到電源開關(guān)中大電壓和電流瞬變的 影響。該噪聲可能耦合到與柵極驅(qū)動器相連的控制信 號線。結(jié)果，柵極驅(qū)動器輸入端可能會產(chǎn)生意外的電壓 尖峰，從而導(dǎo)致驅(qū)動器在不應(yīng)該使電源開關(guān)器件導(dǎo)通 時將其導(dǎo)通。由于輸入電容和柵極電阻，因此該脈沖可 能很小，以至于不足以使功率器件完全導(dǎo)通，從而導(dǎo)致 大量的導(dǎo)通損耗。如果兩個器件在半橋中互補(bǔ)開關(guān)，則 在其意外地同時導(dǎo)通時，可能會導(dǎo)致?lián)舸﹩栴}。擊穿允 許大電流流過器件，可能損壞其中一個器件或使兩個 器件都損壞。輸入抗尖峰脈沖濾波器可以抑制環(huán)境噪聲，從而使驅(qū) 動器輸出看不到干擾。干擾抑制通常約為 20-30ns，相 應(yīng)開關(guān)頻率為 50MHz，該頻率不接近于 IGBT 或 SiC MOSFET 應(yīng)用的常見開關(guān)頻率。干擾濾波器可以同時 抑制正脈沖和負(fù)脈沖，以防止器件意外導(dǎo)通或關(guān)斷，如 圖 21 和 22 所示。在柵極驅(qū)動器中集成抗尖峰脈沖濾 波器可改善高噪聲環(huán)境中的驅(qū)動器性能，并保護(hù)器件 免受可能的故障影響。
圖 21：導(dǎo)通時的抗尖峰脈沖濾波器
圖 22：關(guān)斷時的抗尖峰脈沖濾波器什么是互鎖保護(hù)及其如何在驅(qū)動器中實(shí)現(xiàn)？
IGBT 或 SiC MOSFET 對它們在其中運(yùn)行的系統(tǒng)的運(yùn) 行至關(guān)重要，因此對其進(jìn)行保護(hù)非常重要。這些器件不 僅對于高效運(yùn)行而言至關(guān)重要，它們也是系統(tǒng)中最昂 貴的組件之一。將器件布置在半橋中（如圖 23 所示） 時，它們不能同時導(dǎo)通。因此，在開關(guān)改變狀態(tài)以及兩 個器件都關(guān)斷之前使用死區(qū)時間。如果兩個器件同時 導(dǎo)通，則會發(fā)生擊穿并導(dǎo)致大電流尖峰和潛在的故障。如果死區(qū)時間計(jì)算不正確（過短、驅(qū)動器之間的傳播延 遲不同或輸入端噪聲），則會發(fā)生擊穿?；ユi是一項(xiàng)集成在柵極驅(qū)動器中的功能，可防止擊穿。邏輯電路結(jié)合了柵極驅(qū)動器的正輸入和負(fù)輸入，因此 它們永遠(yuǎn)無法同時導(dǎo)通。可以將其視為一項(xiàng)集成的死 區(qū)時間功能，其中考慮了驅(qū)動器的固有延遲。即使用戶 編程的死區(qū)時間出錯，驅(qū)動器互鎖也不會允許兩個輸 出同時打開?？梢詾閱屋敵龌螂p通道驅(qū)動器實(shí)現(xiàn)互鎖 如圖 24 和 25 所示。在雙通道驅(qū)動器中，輸入通道在 內(nèi)部連接在一起；在單輸出驅(qū)動器中，輸入在外部連接 在一起。
圖 23：硬開關(guān)半橋 
圖 24：具有互鎖功能的雙通道驅(qū)動器 
圖 25：兩個具有互鎖功能的單通道驅(qū)動器為何在電源轉(zhuǎn)換器中感應(yīng)溫度？
由于封裝材料限制，分立電源開關(guān)和電源模塊設(shè)計(jì)為 在特定的溫度范圍（通常為 -50°C 至 150°C）內(nèi)工作。不 過，開關(guān)引起的功率損耗和導(dǎo)通損耗將導(dǎo)致芯片發(fā)熱， 從而導(dǎo)致其隨時間的推移而損壞或完全毀壞。器件的運(yùn) 行環(huán)境可能包含極高的熱量，這也可能導(dǎo)致裸片溫度過 高。通常，電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員會首先在溫度達(dá)到特定的 限值時降低功率，然后在溫度超過最大閾值時完全關(guān)閉 轉(zhuǎn)換器。為此，使用溫度傳感器來監(jiān)測器件溫度。溫度測量精度是關(guān)鍵因素，因?yàn)樵诓槐匾那闆r下，降 低功率是不可取的。如果精度很差，則該器件可能仍會 承受過多的熱量并隨著時間的推移而退化。當(dāng)降低散熱 器設(shè)計(jì)的成本時，高度精確的測量還提供了裕度空間。通常使用熱敏電阻或熱敏二極管監(jiān)測溫度。負(fù)溫度系 數(shù) (NTC) 熱敏電阻通常監(jiān)測 IGBT 電源模塊中的溫度， 并集成在靠近器件的位置，以便提供最精確的讀數(shù) （圖 26）。
圖 26：具有集成溫度傳感器的電源模塊什么是 CMTI，如何進(jìn)行測量？
共模瞬態(tài)抗擾度 (CMTI) 是隔離式柵極驅(qū)動器的一項(xiàng) 主要規(guī)格。CMTI 是施加在兩個隔離電路之間的共模電 壓 VCM 上升或下降的最大容許速率，如圖 27 所示，單 位為千伏/微秒 (kV/us) 或伏/納秒 (V/ns)。為了改變測 試的壓擺率，可以增大電壓或減小時間間隔。該隔離等 級與其他靜態(tài)隔離或浪涌等級不同，因?yàn)樗愿斓?變化率施加。大功率開關(guān)能夠在幾百納秒內(nèi)改變電壓 和電流 - 對于 SiC MOSFET，該時間短于 100ns。這會 產(chǎn)生非常大的電壓瞬變，通常大于 100V/ns。柵極驅(qū)動 器在每個開關(guān)瞬間都會經(jīng)歷這些電壓擺幅，尤其是在 驅(qū)動器以開關(guān)節(jié)點(diǎn)為基準(zhǔn)時，如圖 28 所示。因此，驅(qū)動 器需要能夠承受高于額定水平的 CMTI，以防止低壓電 路側(cè)產(chǎn)生噪聲，并防止隔離柵發(fā)生故障。
圖 27：CMTI 測試
圖 28：隔離式雙通道驅(qū)動器 隔離式感應(yīng)為何很重要，它需要達(dá)到多高的精度？
電源轉(zhuǎn)換器和逆變器使用電壓、電流和溫度傳感器來 提供反饋控制，優(yōu)化系統(tǒng)性能或防止產(chǎn)生故障。例如， 三相電機(jī)驅(qū)動器使用電流反饋來調(diào)節(jié)電機(jī)的轉(zhuǎn)速和扭 矩。如果電流測量不精確，則電機(jī)會產(chǎn)生扭矩紋波，從 而無法正常運(yùn)行。如圖 29 所示，可以測量系統(tǒng)中的各種信號，包括相電 流、電壓和溫度。出于功能和安全原因，對這些信號進(jìn) 行隔離，從而將低壓控制側(cè)與高壓感應(yīng)側(cè)分開。在低電 流系統(tǒng)中，使用分流電阻器在相線上的一個分流上測 量相電流，其中參考節(jié)點(diǎn)位于逆變器的開關(guān)節(jié)點(diǎn)上。如 果未隔離此信號，則控制側(cè)將看到 VDC 的高壓擺動，低 壓電路將損壞。此外，人可能會觸及控制箱，因此需要 采用高電壓隔離以防止電擊。測量精度取決于系統(tǒng)要求。通常，電流和電壓必須十分 精確（在 ±1% 以內(nèi)），因?yàn)樗鼈儠答伒娇刂破鳎糜?直接改善系統(tǒng)輸出。通常，溫度不需要如此精確；處于 ±3% 至 5% 的范圍之內(nèi)就足以防止由于過熱而導(dǎo)致 故障或降低功率以冷卻系統(tǒng)。
圖 29：三相電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中的隔離式感應(yīng)
什么是 dv/dt 引起的導(dǎo)通？
IGBT 和 SiC MOSFET 通常用于大功率逆變器、轉(zhuǎn)換器 和電機(jī)驅(qū)動應(yīng)用。由于高功率水平和這些快速開關(guān)器 件，在每個開關(guān)瞬間都會產(chǎn)生很大的 dv/dt 和 di/dt。在理想情況下，這些快速瞬變對系統(tǒng)有利，并且不會造 成任何負(fù)面影響。實(shí)際上，電路和開關(guān)器件包含與這些 瞬變相互作用的寄生電容和電感，從而可能對系統(tǒng)造 成破壞。具體而言，dv/dt 可能會通過在上部器件 S1 開啟時錯 誤地使半橋中的下部器件 S2 導(dǎo)通導(dǎo)致?lián)舸?，如圖 30 所示。Vds 或 dv/dt 的快速增加導(dǎo)致電流流過寄生電容 Cgd 或 Cge （該寄生電容稱為米勒電容，位于 MOSFET 內(nèi)），其路徑如圖 31 所示。相應(yīng)的關(guān)系為：
米勒電流根據(jù)柵極電阻以及 Cgd 與 Cgs 之比在柵極上 產(chǎn)生電壓。如果壓降大于閾值電壓 Vth（如圖 32 所示）， 則該器件可能會導(dǎo)通并引起擊穿，從而導(dǎo)致過大的電 流和功率耗散。
圖 30：MOSFET 半橋
圖 31：S2 的米勒電流路徑
圖 32：米勒電流對 S2 的柵極電壓的影響什么是米勒鉗位？ 電源開關(guān)的電壓瞬變 dv/dt 與寄生米勒電容器 Cgd 相 互作用，導(dǎo)致電流流過柵極并可能導(dǎo)致誤導(dǎo)通。米勒電 容是基于功率器件的物理特性的固定參數(shù)，無法更改。下一個解決方案是減小 dv/dt。通常，會調(diào)整柵極電阻 器 Rg 以調(diào)節(jié)驅(qū)動強(qiáng)度，從而將開關(guān)速度降低至可接受 的水平。不過，增大 Rg 也會通過減慢開關(guān)速度來增大 開關(guān)損耗。米勒鉗位可以在不影響開關(guān)效率的情況下 重定向電流。米勒鉗位以米勒電容器命名，是一種低阻抗開關(guān)，可重 定向由 dv/dt 引起的電流。米勒鉗位通過將 MOSFET 的柵極接地或與負(fù)電壓軌相連，將器件保持在關(guān)斷狀 態(tài)。實(shí)施米勒鉗位的一些主要考慮因素是位置和下拉 電流能力。位置決定了阻抗，從而決定了鉗位的有效 性；阻抗越高，其有效性越差。下拉能力決定鉗位是否 能夠重定向足夠的由 Cgd 產(chǎn)生的電流，以防止誤導(dǎo)通。如果下拉電流過小，則鉗位無效。
圖 33：不帶米勒鉗位的柵極驅(qū)動器 
圖 34：帶米勒鉗位的柵極驅(qū)動器內(nèi)部米勒鉗位與外部米勒鉗位之間有何差異？
米勒鉗的位置會極大地影響其有效性。鉗位的目的是為 米勒電流提供一個低阻抗路徑，使其流向接地端。如果 鉗位的位置遠(yuǎn)離開關(guān)器件，并且布局未經(jīng)過優(yōu)化，則鉗 位路徑中的阻抗可能大于通過柵極驅(qū)動器的阻抗。根據(jù) 系統(tǒng)評估是需要內(nèi)部還是外部米勒鉗位非常重要。內(nèi)部米勒鉗位位于驅(qū)動器 IC 內(nèi)。使用內(nèi)部鉗位可減少 構(gòu)建電路所需的組件，但其位置可能遠(yuǎn)離電源開關(guān)。米 勒電流的路徑中可能具有寄生電阻和電感 Rp 和 Lp ，如 圖 35 所示。如果該電流足夠大，則米勒鉗位不會對驅(qū) 動器性能產(chǎn)生太大的影響。外部米勒鉗位由驅(qū)動器控制，但位于外部，如圖 36 所 示。這樣，可以將鉗位放置在非?？拷娫撮_關(guān)的位 置，以減小電流路徑中的任何阻抗。該實(shí)現(xiàn)最適合具有 高 dv/dt 的器件。
圖 35：帶內(nèi)部米勒鉗位的柵極驅(qū)動器 
圖 36：帶外部米勒鉗位的柵極驅(qū)動器什么是短路電流？
在電位不同的導(dǎo)體之間建立電氣連接時會發(fā)生短路， 從而形成幾乎沒有阻抗的路徑。在這種狀態(tài)下，電流不 再受到限制，可能達(dá)到破壞性的水平。短路可能由各種 原因?qū)е?，包括接線不良、過載情況或控制故障。短路是逆變器、轉(zhuǎn)換器和電機(jī)驅(qū)動器等電力電子產(chǎn)品 中最普遍的故障之一。短路可能導(dǎo)致電源開關(guān)器件發(fā) 生災(zāi)難性故障。IGBT 或 SiC MOSFET 等開關(guān)具有有限 的基于其熱容量的電流承受能力。過大的短路電流 （遠(yuǎn)高于額定水平）會導(dǎo)致裸片中產(chǎn)生大量的熱耗散。在圖 37 中，VDC 通過 S1 與 VOUT 短接。當(dāng) S2 導(dǎo)通時，短 路電流通過開關(guān)迅速增大（如圖 38 所示），從而導(dǎo)致 過熱和損壞。因此，有必要使用保護(hù)電路來檢測何時發(fā) 生短路，然后在發(fā)生故障之前關(guān)閉功率器件。根據(jù)器件 可以承受過流事件的允許電流水平和時長來設(shè)計(jì)保護(hù) 電路。
圖 37：具有非重疊輸入的硬開關(guān)半橋 
圖 38：短路事件期間的 S2 波形檢測短路的方法有哪些？
可以通過多種方法來檢測短路。方法的選擇取決于功 率器件的類型、系統(tǒng)電壓和電流額定值、精度要求以及成本限制。短路感應(yīng)就是直接或間接測量流經(jīng) IGBT 或 SiC MOSFET 的電流。請參閱表 4。
表 4：短路檢測方法的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)快速短路反饋為何至關(guān)重要？
快速短路反饋對于將器件保持在其安全工作范圍內(nèi)而 言至關(guān)重要。發(fā)生短路時，電流會迅速增加至超過器件 額定值的水平，從而由于功率耗散而發(fā)熱。根據(jù)電流水 平和保持該電流水平的時間，器件可能損壞。給定時間 段內(nèi)耗散的功率稱為短路能量（如圖 39 所示），器件可 以承受的最小能量稱為其臨界能量 EC。EC 的定義不一定總是很明確，但您可以根據(jù)結(jié)至外殼 熱阻 Zthjc 圖進(jìn)行估算，如圖 40 所示。該圖顯示了 Zthjc (°C/W) 與脈沖時間 tp 之間的關(guān)系（采用變化的占空比 D）。熱阻至關(guān)重要，因?yàn)樗x了裸片的熱容量。通常， 器件需要保持在指定的結(jié)溫 Tj 以下，臨界能量的計(jì)算 公式為：
脈沖寬度可以幫助確定短路反饋電路必須達(dá)到多快的 速度，以防止器件過熱。這對于 SiC MOSFET 尤為重 要，因?yàn)樗鼈兛焖龠M(jìn)行開關(guān)，從而使電流可以迅速增 大，并且它們具有很小的裸片尺寸，因此與 IGBT 相比， 它們的短路承受時間 (SCWT) 更短。因此，縮短測量過電流事件的時間并選擇相應(yīng)的保護(hù)電路至關(guān)重要。
圖 39：短路期間的功率損耗
圖 40：單個脈沖的 MOSFET 熱阻
什么是 IGBT 中的去飽和，如何檢測它？IGBT 中的過電流會導(dǎo)致去飽和。各種短路事件都可能導(dǎo)致去飽和，在這些事件中電流會迅速增大至超過器 件最大額定值的水平。當(dāng) IGBT 去飽和時，從飽和區(qū)移 到有源區(qū)，會消耗最大功率，從而導(dǎo)致過熱并可能造成 災(zāi)難性損壞。因此，通過限制電流 Ic 以確保在飽和區(qū)域 內(nèi)運(yùn)行 IGBT 至關(guān)重要。在電流膝點(diǎn)（如圖 41 所示）處，器件開始轉(zhuǎn)換到有源 區(qū)域。此時，Ic 停止增大，而 Vce 繼續(xù)增大。保護(hù)電路旨 在通過測量電流或監(jiān)測電壓水平是否達(dá)到預(yù)設(shè)的閾值 （分別為 IDESAT 和 VDESAT）來檢測該轉(zhuǎn)換。最常見的保護(hù) 電路稱為 DESAT 保護(hù)，它監(jiān)測導(dǎo)通狀態(tài)電壓 Vce，以檢 測何時達(dá)到閾值。在這種情況下，選擇 VDESAT，使其處 于電流膝點(diǎn)區(qū)域內(nèi)（通常為 7V 至 10V）。在正常運(yùn)行期 間，VDESAT > Vce。當(dāng) VDESAT < Vce 時，將觸發(fā) DESAT，該電 路將安全地關(guān)斷 IGBT，以防止損壞器件。DESAT 電路 可以集成到柵極驅(qū)動器中，也可以使用分立組件實(shí)現(xiàn)。
圖 41：IGBT 的 I-V 曲線
什么是 IGBT 去飽和檢測中的消隱時間？ DESAT 檢測必須足夠快地觸發(fā)，以防止發(fā)生災(zāi)難性故 障。不過，由于系統(tǒng)的非理想性（例如功率器件的非理 想開關(guān)，其中完成電壓和電流轉(zhuǎn)換可能需要數(shù)百納秒 的時間），立即進(jìn)行 DESAT 檢測可能會導(dǎo)致不精確的 故障觸發(fā)。如圖 42 所示，首先是電流上升，然后電壓下 降。DESAT 在導(dǎo)通狀態(tài)期間檢測電壓 Vce 或 Vds，因此 應(yīng)將測量延遲到器件完全導(dǎo)通且電壓達(dá)到其最低值之 前進(jìn)行。此外，在快速電壓瞬變之后可能會發(fā)生振蕩， 從而導(dǎo)致 DESAT 電壓上升到閾值以上。由于這些原 因，DESAT 電路設(shè)計(jì)具有稱為消隱時間的固有延遲，該 延遲應(yīng)至少為 t4-t0。如上所述，消隱時間 tBLK 應(yīng)足夠長，以防止誤跳閘，但又應(yīng)足夠短，以在器件損壞之前將其關(guān)閉。建議的消隱 時間通常大約為 2μs，該值小于 IGBT 的 SCWT。SCWT 由給定時間段的最大允許功率耗散定義。DESAT 電路設(shè)計(jì)采用圖 43 中所示的組件，這些組件包括一個電流 源 ICHG、一個電壓基準(zhǔn) VDESAT 和一個電容器 CBLK。消隱時間計(jì)算公式為：
圖 42：電源開關(guān)導(dǎo)通波形 
圖 43：典型的 DESAT 電路實(shí)現(xiàn)如何為 IGBT 設(shè)計(jì)去飽和電路？
DESAT 保護(hù)電路需要考慮適當(dāng)設(shè)置消隱時間、DESAT 閾值電壓和高壓阻斷二極管。消隱時間 tBLK 必須足夠 長，以防止誤觸發(fā)，但必須短于器件的 SCWT。消隱時 間設(shè)置取決于 IGBT 的特性。通常在具有 DESAT 功 能以及閾值電壓 VDESAT 的驅(qū)動器 IC 中提供充電電流 I CHG，如圖 44 所示。根據(jù)直流總線電壓設(shè)置高壓二極管 DHV。當(dāng) VDC 的范圍 為千伏級時，DHV 可以是多個串聯(lián)的二極管。DHV 的反 向恢復(fù)應(yīng)極小，以防止反向電流引起誤跳閘。最好使 用快速恢復(fù)二極管，以防止產(chǎn)生錯誤的 DESAT 故障信 號。此外，多個高壓二極管可以幫助調(diào)節(jié)實(shí)際閾值電 壓 VDESAT,actual，其中從 VDESAT 中減去二極管數(shù)量乘以其 正向電壓所得的值。VDESAT 是 DESAT 故障觸發(fā)時的基準(zhǔn)電壓，該基準(zhǔn)電壓在具有集成 DESAT 保護(hù)功能的柵 極驅(qū)動器中設(shè)置。實(shí)際檢測電壓可以根據(jù)消隱電阻器 RBLK 和高壓二極管的正向壓降進(jìn)行調(diào)節(jié)。您必須使用 所有這些組件來精確地設(shè)置 DESAT 電壓。因此，實(shí)際檢測電壓為：
圖 44：典型的 DESAT 電路實(shí)現(xiàn)檢測 IGBT 的去飽和為何比檢測 SiC 的去飽和更有意義？
DESAT 是最常見的過電流保護(hù)電路，由于易于實(shí)現(xiàn)，因 此是許多應(yīng)用的默認(rèn)選擇。不過，IGBT 與 SiC MOSFET 之間存在固有差異，這些差異使 DESAT 保護(hù)與 SiC MOSFET 相比更適合 IGBT。圖 45 顯示了 IGBT 和 SiC MOSFET 的 I-V 特性。對于相同的額定電流和電 壓，IGBT 到達(dá)有源區(qū)域時的 Vce 比 SiC MOSFET 轉(zhuǎn) 換到飽和區(qū)域時相應(yīng)的 Vds 水平低得多。從本質(zhì)上 講，IGBT 限制了耗散的功率，因?yàn)殡娏魍Ｖ乖黾?。?SiC MOSFET 中，電流持續(xù)增大，而 Vds 也增大，由于 高功率耗散和產(chǎn)生的熱量，導(dǎo)致器件以更快的速度發(fā) 生故障。此外，SiC MOSFET 比 IGBT 更快地達(dá)到最大 功率耗散點(diǎn)，因?yàn)樗鼈兊拈_關(guān)速度要快得多。IGBT 的去飽和電壓通常為 7V-10V，而 SiC MOSFET 的去飽和電壓沒有明確定義的范圍。因此，為 IGBT 選 擇 DESAT 電壓較為簡單，但這對于 SiC MOSFET 而言 幾乎是不可能的。可以在進(jìn)行一些修改后將 DESAT 用 于 SiC MOSFET，但不會實(shí)現(xiàn)最佳性能。SiC MOSFET 具有比 IGBT 更短的 SCWT 并且開關(guān)速度更快，因此 時序至關(guān)重要。分流電阻器電流監(jiān)測或過電流檢測等方法最適合 SiC MOSFET。
圖 45：IGBT 與 SiC MOSFET 的 I-V 曲線什么是過電流檢測，它為何更適用于 SiC MOSFET？
DESAT 作為一種短路保護(hù)形式在 IGBT 中很常見， 但由于其 I-V 特性，并非始終適合 SiC MOSFET。SiC MOSFET 從線性區(qū)域到飽和區(qū)域的轉(zhuǎn)換尚不明確，因此使用單個電壓閾值進(jìn)行 DESAT 檢測可能不太精確。一種更適用的檢測形式是過電流檢測，它測量流經(jīng)精 確分流電阻器 Rshunt 的電流?？紤]到 Rshunt 中會流過很 大的電流，其測量確實(shí)會導(dǎo)致更大的功率損耗。結(jié)果， 由于自熱，其精度也可能更低。分流電阻器值通常處 于毫歐級范圍之內(nèi)，測量的電流根據(jù)歐姆定律 (V = I * R) 得出。與 DESAT 相比，分流電阻器監(jiān)測更加精確并 且所需的電路更少。更少的電路還意味著響應(yīng)速度更 快，這對于 SiC MOSFET 而言至關(guān)重要，因?yàn)樗鼈兊?SCWT 比 IGBT 更短。為了解決功率損耗問題，有些電源模塊包含集成的電 流調(diào)節(jié)功能，以減小流經(jīng)分流電阻器的電流（圖 46）。模塊中內(nèi)置的分流電路可降低分流電阻器中耗散的功 率，相應(yīng)的比率由功率器件制造商提供。該方法的功耗 比典型的分流電阻器測量要低，從而可以實(shí)現(xiàn)更精確 的電流測量。
圖 46：使用具有集成電流調(diào)節(jié)功能的 FET 的過流來源： 電驅(qū)動Benchmarker
IGBT 和 SiC 電源開關(guān)基礎(chǔ)知識
IGBT 和 SiC 電源開關(guān)有哪些市場和應(yīng)用？
圖 1：基于功率和頻率水平的功率半導(dǎo)體器件應(yīng)用SiC MOSFET 與硅 (Si) MOSFET 和 IGBT 相比有何系統(tǒng)優(yōu)勢？Si MOSFET 和 IGBT 已在電源轉(zhuǎn)換器中使用了很長時間。不過，SiC MOSFET 已成為一項(xiàng)新技術(shù)，鑒于其固有的材料特性（寬帶隙 (WBG) 材料），其優(yōu)勢已超過這些器件。表 1 中總結(jié)了這些特性。與使用 Si 器件的系統(tǒng)相比，SiC的材料特性可直接轉(zhuǎn)化為系統(tǒng)級優(yōu)勢，包括更小的尺寸、更低的成本以及更輕的重量。因此，SiC MOSFET 正在逐漸取代 Si 功率器件。
表 1：功率器件材料特性Si MOSFET、Si IGBT 和 SiC MOSFET 電源開關(guān)之間有何差異？
Si MOSFET、Si IGBT 和 SiC MOSFET 均可用于電源應(yīng)用，但其功率水平、驅(qū)動方法和工作模式有所不同。功率 IGBT 和 MOSFET 在柵極均由電壓進(jìn)行驅(qū)動，因 為 IGBT 內(nèi)部是一個驅(qū)動雙極結(jié)型晶體管 (BJT) 的 MOSFET。由于 IGBT 的雙極特性，它們以低飽和電壓 承載很大的電流，從而實(shí)現(xiàn)低導(dǎo)通損耗。MOSFET 也具 有低導(dǎo)通損耗，但取決于器件的漏源導(dǎo)通電阻 RDS(ON) 與導(dǎo)通狀態(tài)電壓。Si MOSFET 承載的電流要小于 IGBT，因此 IGBT 用于大功率應(yīng)用。MOSFET 用于重視高效率的高頻應(yīng)用。就器件類型而言，SiC MOSFET 與 Si MOSFET 相似。不 過，SiC 是一種 WBG 材料，其特性允許這些器件在與 IGBT 相同的高功率水平下運(yùn)行，同時仍然能夠以高頻 率進(jìn)行開關(guān)。這些特性可轉(zhuǎn)化為系統(tǒng)優(yōu)勢，包括更高的功率密度、更高的效率和更低的熱耗散。表 2 列出了這些器件之間的一些主要差異。
表 2：功率器件額定值和應(yīng)用隔離式柵極驅(qū)動器特性
隔離的一些常見形式是什么，它們有何差異？隔離對于系統(tǒng)可靠性和人身安全而言至關(guān)重要。可以使用各種形式的電氣隔離。三種主要的類型是光學(xué)隔離、磁隔離和電容隔離。每種類型使用不同的方法將交流或直流信號可靠地傳輸?shù)捷敵?，無需實(shí)際的電氣連接。光學(xué)隔離（如圖 2 所示）通過驅(qū)動 LED 燈來傳輸信號。LED 位于光晶體管附近，光晶體管將光信號轉(zhuǎn)換為由互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體 (CMOS) 電路緩沖的電流。磁隔離（如圖 3 所示）使用變壓器的繞組通過磁場在氣隙中傳輸信號。輸入端的磁場在輸出端感應(yīng)出與原始信號成正比的電流。電容隔離（如圖 4 所示）使用電場在兩個導(dǎo)電板之間傳輸信號。在選擇正確的隔離柵類型時，主要考慮因素是隔離級別、CMTI 等級以及降級和壽命。德州儀器 (TI) 電容隔離技術(shù)的工作電壓由時間依賴型電介質(zhì)擊穿 (TDDB) 決定，其中考慮了所有降級機(jī)制。與基于光耦合器和基于變壓器的隔離相比，TI 的電容技術(shù)顯示了處理更高應(yīng)力電壓的能力。
高電壓應(yīng)用為何需要隔離？ 許多系統(tǒng)包含低電壓和高電壓電路。這些電路相互連接，將所有控制和電源功能結(jié)合在一起。例如，圖 5 顯示了牽引逆變器的方框圖。這包括初級側(cè)的低電壓通 信、控制和主電源電路。次級側(cè)具有高電壓電路，包括電機(jī)驅(qū)動器、功率級和其他輔助電路?？刂破魇褂脕碜愿唠妷簜?cè)的反饋信號，并且容易受到高壓的影響，因此如果沒有隔離柵，則會造成損壞。隔離柵通過形成單獨(dú)的接地基準(zhǔn)將初級側(cè)電路與次級 側(cè)電路進(jìn)行電氣隔離，這也稱為電隔離。這種隔離可以防止不需要的交流或直流信號從一側(cè)傳輸?shù)搅硪粋?cè)。初級側(cè)不會超過電路的最大額定值。此外，人可能會觸及控制電路，因此需要采用高電壓隔離以防止電擊。有三種主要類型的隔離：功能隔離、基本隔離和增強(qiáng)型隔離。功能隔離指確保正常運(yùn)行但不防止電擊的隔離 級別。只要隔離柵完好無損，基本隔離就可以提供足夠 的電擊防護(hù)。安全準(zhǔn)則要求使用增強(qiáng)型隔離，這是基本 隔離級別的兩倍，用于提供冗余。
表 5：牽引逆變器方框圖如何確定電源開關(guān)的驅(qū)動強(qiáng)度？驅(qū)動強(qiáng)度指柵極驅(qū)動器的拉電流和灌電流能力。驅(qū) 動器強(qiáng)度的選擇取決于所使用的電源開關(guān) (IGBT 或 MOSFET)（基于其柵極電荷）。柵極電荷是所需的電荷 量或給定時間段內(nèi)的電流，用于對輸入電容進(jìn)行充電 和放電，CISS = Cgd+ Cgs，如圖 6 所示。柵極電荷表示為 一段時間內(nèi)柵極電流的積分，并重新調(diào)整以求解所需 的柵極電流：
其中 trise/fall 是柵極電壓提高開關(guān)速度所需的上升和下 降時間。柵極電荷在大多數(shù)數(shù)據(jù)表中表示為如圖 7 所 示的圖，其中描述了電荷分布到 Cgd 或 Cgs 的區(qū)域。最 關(guān)鍵的區(qū)域是米勒平坦區(qū)域，在該區(qū)域中對 Cgd 進(jìn)行充 電并且柵極電壓保持恒定。在該區(qū)域內(nèi)，器件上切換的 電壓會改變狀態(tài)并導(dǎo)致開關(guān)損耗。因此，驅(qū)動器應(yīng)該能夠在該區(qū)域內(nèi)提供最大的驅(qū)動強(qiáng)度。柵極驅(qū)動器所需 的功率由下式給出：其中 fsw 是開關(guān)頻率，VDRV 是驅(qū)動電壓。圖 6：功率器件輸入電容圖 7：功率器件柵極電荷圖對于驅(qū)動電源開關(guān)而言，分離輸出為何比 單個輸出更好？
柵極驅(qū)動器在電源開關(guān)器件的柵極上拉取和灌入電 流，以使其導(dǎo)通和關(guān)斷。開關(guān)電源器件的速度取決于驅(qū) 動電流。要計(jì)算驅(qū)動器可用的驅(qū)動電流，應(yīng)使用施加的 柵極驅(qū)動電壓和柵極電阻：
柵極電阻器控制器件的瞬態(tài)電壓 (dv/dt) 和瞬態(tài)電流 (di/dt) 的速度，以限制開關(guān)噪聲和開關(guān)損耗。對于功率 器件，上升時間、下降時間以及導(dǎo)通和關(guān)斷之間的延遲 通常是不同的，因此需要單獨(dú)考慮。例如，關(guān)斷時的 di/ dt 可能導(dǎo)致較大的電壓過沖，因此降低開關(guān)速度是有 益的。不過，在導(dǎo)通期間，最好快速進(jìn)行開關(guān)，以降低開 關(guān)損耗。柵極驅(qū)動器可以具有單個或分離輸出。圖 8 顯示了單 輸出驅(qū)動器。在這種情況下，二極管會分離導(dǎo)通和關(guān)斷 的控制。這會增加物料清單，占據(jù)柵極驅(qū)動器板上的更 多空間，并且增大柵極回路中的阻抗。作為替代方案， 分離輸出驅(qū)動器具有單獨(dú)的導(dǎo)通和關(guān)斷路徑，用于完 全獨(dú)立地控制驅(qū)動拉電流或灌電流強(qiáng)度。關(guān)斷時具有 較低的 RG 對 SiC MOSFET 是有利的，可以防止由于快 速開關(guān)和米勒電流引起的誤導(dǎo)通。因此，分離輸出（圖 9 ）是高效且安全地控制功率器件的最佳選擇。圖 8：具有單個輸出的驅(qū)動器圖 9：具有分離輸出的驅(qū)動器高驅(qū)動強(qiáng)度為何對 IGBT 和 SiC MOSFET 有益？IGBT 和 SiC MOSFET 在開關(guān)瞬變期間會因電壓和電 流重疊而產(chǎn)生損耗，如圖 10 所示。柵極電流或驅(qū)動強(qiáng) 度決定了器件輸入電容器的充電和放電速度，在圖中 表示為 tsw。當(dāng)柵極電流增大時，tsw 減小。如果電流過 小，則損耗升高。所需的柵極驅(qū)動強(qiáng)度取決于器件的 柵極電荷 QG，如圖 11 所示?？梢允褂靡韵鹿接?jì)算在 V gs 增大至超過 Vth 到最大驅(qū)動電壓 VDRV 期間（時間為 ton）為器件充電所需的平均電流：
該電流是使器件完全導(dǎo)通所需的平均電流。不過，我們 感興趣的區(qū)域是米勒平坦區(qū)域，在該區(qū)域中柵極電壓 在開關(guān)瞬態(tài)期間保持恒定。柵極驅(qū)動器必須能夠在該 區(qū)域期間提供最大電流，以降低開關(guān)損耗。這取決于柵 極電阻器和該平坦區(qū)域期間的驅(qū)動電壓。SiC MOSFET 可以非常快速地進(jìn)行開關(guān)，從而適合大功率和高頻率 應(yīng)用。柵極電流必須很高才能使器件提供這些好處。更 快的開關(guān)速度可最大限度地減少無源組件，從而減小 總體系統(tǒng)尺寸和重量。在快速且高效地開關(guān)時，IGBT 和 SiC MOSFET 均可提供系統(tǒng)級優(yōu)勢。圖 10：器件導(dǎo)通開關(guān)損耗 圖 11：器件柵極電荷圖保持最小死區(qū)時間為何對于電源系統(tǒng)運(yùn)行 而言至關(guān)重要？死區(qū)時間在許多開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器、逆變器和電機(jī) 驅(qū)動器中至關(guān)重要。死區(qū)時間是指兩個器件采用半橋 配置時都沒有進(jìn)行開關(guān)以避免任何潛在重疊的時間 段，如圖 12 所示。有幾個因素可以影響死區(qū)時間設(shè)置：脈沖寬度失真、傳播延遲以及上升和下降時間。脈沖寬 度失真由上升沿和下降沿的傳播延遲不匹配決定，如 圖 13 所示。傳播延遲也至關(guān)重要，特別是在針對高側(cè) 和低側(cè)使用兩個單獨(dú)的驅(qū)動器時。這兩者之間可能發(fā) 生不匹配情況，如圖 14 所示。此外，上升和下降時間也 可能影響這些信號的重疊。這些參數(shù)中最大的是最小 允許死區(qū)時間，加上一定的誤差幅度。在電源系統(tǒng)中，保持最小死區(qū)時間以提高轉(zhuǎn)換器效率 至關(guān)重要。在死區(qū)時間期間，電流向回流過 IGBT 或 MOSFET 體二極管，如圖 12 所示。體二極管的壓降比 器件本身大得多，因此導(dǎo)通損耗更高。死區(qū)時間越長， 損耗就越高，從而降低效率并產(chǎn)生熱量。因此，最好通 過使用具有低脈沖寬度失真、低傳播延遲和短上升和 下降時間的柵極驅(qū)動器來最大程度地縮短死區(qū)時間。
圖 12：同步開關(guān)半橋 圖13：脈寬失真 圖 14：傳播延遲不匹配的影響低傳播延遲為何對于高頻電源系統(tǒng)而言至關(guān)重要？ 由于 SiC MOSFET 等 WBG 器件，現(xiàn)在可以使用高頻電 源系統(tǒng)。在這些系統(tǒng)中，更高的頻率能夠最大程度地減 少濾波組件，從而最大程度地減小系統(tǒng)，因此能夠?qū)崿F(xiàn) 更高的功率密度。不過，更高的頻率也意味著更高的開 關(guān)損耗。因此，最大程度地降低損耗至關(guān)重要。傳播延 遲是柵極驅(qū)動器的關(guān)鍵參數(shù)之一，它可能會影響高頻 系統(tǒng)的損耗和安全性。傳播延遲定義為從輸入的 50% 到輸出的 50% 的延時時間，如圖 15 所示。該延遲會影 響器件之間切換的時序，這在器件之間的死區(qū)時間或 關(guān)斷時間受限的高頻應(yīng)用中至關(guān)重要。死區(qū)時間是必 需的，用于確保兩個器件不會同時導(dǎo)通，而同時導(dǎo)通可 導(dǎo)致?lián)舸┎⒔档托?。如果死區(qū)時間小于傳播延遲，則 兩個器件將同時導(dǎo)通，如圖 16 所示。不過，使死區(qū)時間大于傳播延遲會導(dǎo)致系統(tǒng)效率降低。在使用 SiC MOSFET 時該結(jié)果至關(guān)重要，因?yàn)樵谒绤^(qū) 時間期間電流會向回流過體二極管。該二極管兩端的 壓降很大，因此會增加損耗。傳播延遲至關(guān)重要的其他 應(yīng)用包括并聯(lián) MOSFET 和 IGBT 并以最小的導(dǎo)通延遲 差異同時驅(qū)動它們。通常，最好使用具有低傳播延遲的 柵極驅(qū)動器，并且在高頻系統(tǒng)中提高效率至關(guān)重要。
圖 15：傳播延遲 圖 16：傳播延遲不匹配嚴(yán)格的器件至器件傳播延遲匹配為何至關(guān)重要？ 當(dāng)使用多個驅(qū)動器來驅(qū)動電源和逆變器應(yīng)用中的同步 開關(guān)時，傳播延遲是電源系統(tǒng)中的關(guān)鍵參數(shù)。延遲會影 響設(shè)計(jì)到系統(tǒng)中的死區(qū)時間，以防止兩個器件同時打 開或同時驅(qū)動多個并行器件。雙通道柵極驅(qū)動器同時 具有用于上下開關(guān)的輸出，高側(cè)和低側(cè)輸出之間的傳 播延遲可能會有所不同。不過，使用兩個單通道驅(qū)動器 也很常見（如圖 17 所示），可將其放置在更靠近功率器 件的位置。如果兩個驅(qū)動器具有相同的傳播延遲規(guī)格， 則可以設(shè)計(jì)死區(qū)時間，以一定的誤差幅度匹配該規(guī)格。由于器件之間的差異（例如，高側(cè)驅(qū)動器的傳播延遲比 低側(cè)驅(qū)動器更長），也可以將傳播延遲指定為較寬的范 圍。圖 18 顯示了一個不匹配的傳播延遲與上升時間 和下降時間示例，這會在某些開關(guān)周期（甚至包含死區(qū) 時間）內(nèi)導(dǎo)致重疊。在這種情況下，您需要大幅度增加 死區(qū)時間設(shè)置以防止擊穿，因此會降低轉(zhuǎn)換器效率。不 過，如果驅(qū)動器具有嚴(yán)格的器件到器件傳播延遲匹配， 則可以減小死區(qū)時間，而不必犧牲效率或擔(dān)心安全性。
圖 17：硬開關(guān)半橋配置 圖 18：傳播延遲對死區(qū)時間的影響高 UVLO 為何對于 IGBT 和 SiC MOSFET 電源開關(guān)的安全運(yùn)行而言很重要？UVLO 監(jiān)視柵極驅(qū)動器的電源引腳，以確保電壓保持在 特定的閾值以上，從而確保正常工作。在次級側(cè)，UVLO 額定值設(shè)置了打開電源開關(guān)所需的最小允許驅(qū)動電 壓。柵極電壓對導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗都有影響。由于可 用柵極電流減小，因此當(dāng) VGS 較小時，開關(guān)損耗將增加， 從而使開關(guān)速度更慢：
導(dǎo)通損耗對于系統(tǒng)性能而言至關(guān)重要，并且高度依賴 于 VGS。如圖 19 所示，當(dāng)柵極電壓降低時，IGBT 和 SiC MOSFET 的輸出特性會發(fā)生變化。對于 SiC MOSFET， 這種變化更加明顯。例如，如果某個 IGBT 的 UVLO 為 10V，則該器件仍會在特定的電流水平下以類似的導(dǎo)通 損耗運(yùn)行。不過，對于 MOSFET，與較高的驅(qū)動電壓相 比，其導(dǎo)通損耗將高得多。高導(dǎo)通損耗的結(jié)果是導(dǎo)致更 低的效率和發(fā)熱，從而縮短壽命。一個次要的考慮因素 是柵極驅(qū)動架構(gòu)。SiC MOSFET 和 IGBT 通常使用負(fù)電 壓軌，以實(shí)現(xiàn)更佳的關(guān)斷性能和可靠性。如果 UVLO 以 VEE 為基準(zhǔn)，則最小驅(qū)動電壓可能甚至低于規(guī)格。通常 最好使用較高的 UVLO 電壓，以確保隨著時間的推移 實(shí)現(xiàn)低導(dǎo)通損耗和更佳的可靠性。圖 19：IGBT 和 SiC MOSFET I-V 曲線圖 20：以 COM 為基準(zhǔn)的 UVLO什么是輸入抗尖峰濾波器，它們?yōu)楹卧诖蠊β蕬?yīng)用中很重要？ 大功率應(yīng)用容易受到電源開關(guān)中大電壓和電流瞬變的 影響。該噪聲可能耦合到與柵極驅(qū)動器相連的控制信 號線。結(jié)果，柵極驅(qū)動器輸入端可能會產(chǎn)生意外的電壓 尖峰，從而導(dǎo)致驅(qū)動器在不應(yīng)該使電源開關(guān)器件導(dǎo)通 時將其導(dǎo)通。由于輸入電容和柵極電阻，因此該脈沖可 能很小，以至于不足以使功率器件完全導(dǎo)通，從而導(dǎo)致 大量的導(dǎo)通損耗。如果兩個器件在半橋中互補(bǔ)開關(guān)，則 在其意外地同時導(dǎo)通時，可能會導(dǎo)致?lián)舸﹩栴}。擊穿允 許大電流流過器件，可能損壞其中一個器件或使兩個 器件都損壞。輸入抗尖峰脈沖濾波器可以抑制環(huán)境噪聲，從而使驅(qū) 動器輸出看不到干擾。干擾抑制通常約為 20-30ns，相 應(yīng)開關(guān)頻率為 50MHz，該頻率不接近于 IGBT 或 SiC MOSFET 應(yīng)用的常見開關(guān)頻率。干擾濾波器可以同時 抑制正脈沖和負(fù)脈沖，以防止器件意外導(dǎo)通或關(guān)斷，如 圖 21 和 22 所示。在柵極驅(qū)動器中集成抗尖峰脈沖濾 波器可改善高噪聲環(huán)境中的驅(qū)動器性能，并保護(hù)器件 免受可能的故障影響。
圖 21：導(dǎo)通時的抗尖峰脈沖濾波器 圖 22：關(guān)斷時的抗尖峰脈沖濾波器什么是互鎖保護(hù)及其如何在驅(qū)動器中實(shí)現(xiàn)？IGBT 或 SiC MOSFET 對它們在其中運(yùn)行的系統(tǒng)的運(yùn) 行至關(guān)重要，因此對其進(jìn)行保護(hù)非常重要。這些器件不 僅對于高效運(yùn)行而言至關(guān)重要，它們也是系統(tǒng)中最昂 貴的組件之一。將器件布置在半橋中（如圖 23 所示） 時，它們不能同時導(dǎo)通。因此，在開關(guān)改變狀態(tài)以及兩 個器件都關(guān)斷之前使用死區(qū)時間。如果兩個器件同時 導(dǎo)通，則會發(fā)生擊穿并導(dǎo)致大電流尖峰和潛在的故障。如果死區(qū)時間計(jì)算不正確（過短、驅(qū)動器之間的傳播延 遲不同或輸入端噪聲），則會發(fā)生擊穿?；ユi是一項(xiàng)集成在柵極驅(qū)動器中的功能，可防止擊穿。邏輯電路結(jié)合了柵極驅(qū)動器的正輸入和負(fù)輸入，因此 它們永遠(yuǎn)無法同時導(dǎo)通。可以將其視為一項(xiàng)集成的死 區(qū)時間功能，其中考慮了驅(qū)動器的固有延遲。即使用戶 編程的死區(qū)時間出錯，驅(qū)動器互鎖也不會允許兩個輸 出同時打開?？梢詾閱屋敵龌螂p通道驅(qū)動器實(shí)現(xiàn)互鎖 如圖 24 和 25 所示。在雙通道驅(qū)動器中，輸入通道在 內(nèi)部連接在一起；在單輸出驅(qū)動器中，輸入在外部連接 在一起。
圖 23：硬開關(guān)半橋 圖 24：具有互鎖功能的雙通道驅(qū)動器 圖 25：兩個具有互鎖功能的單通道驅(qū)動器為何在電源轉(zhuǎn)換器中感應(yīng)溫度？ 由于封裝材料限制，分立電源開關(guān)和電源模塊設(shè)計(jì)為 在特定的溫度范圍（通常為 -50°C 至 150°C）內(nèi)工作。不 過，開關(guān)引起的功率損耗和導(dǎo)通損耗將導(dǎo)致芯片發(fā)熱， 從而導(dǎo)致其隨時間的推移而損壞或完全毀壞。器件的運(yùn) 行環(huán)境可能包含極高的熱量，這也可能導(dǎo)致裸片溫度過 高。通常，電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員會首先在溫度達(dá)到特定的 限值時降低功率，然后在溫度超過最大閾值時完全關(guān)閉 轉(zhuǎn)換器。為此，使用溫度傳感器來監(jiān)測器件溫度。溫度測量精度是關(guān)鍵因素，因?yàn)樵诓槐匾那闆r下，降 低功率是不可取的。如果精度很差，則該器件可能仍會 承受過多的熱量并隨著時間的推移而退化。當(dāng)降低散熱 器設(shè)計(jì)的成本時，高度精確的測量還提供了裕度空間。通常使用熱敏電阻或熱敏二極管監(jiān)測溫度。負(fù)溫度系 數(shù) (NTC) 熱敏電阻通常監(jiān)測 IGBT 電源模塊中的溫度， 并集成在靠近器件的位置，以便提供最精確的讀數(shù) （圖 26）。
圖 26：具有集成溫度傳感器的電源模塊什么是 CMTI，如何進(jìn)行測量？ 共模瞬態(tài)抗擾度 (CMTI) 是隔離式柵極驅(qū)動器的一項(xiàng) 主要規(guī)格。CMTI 是施加在兩個隔離電路之間的共模電 壓 VCM 上升或下降的最大容許速率，如圖 27 所示，單 位為千伏/微秒 (kV/us) 或伏/納秒 (V/ns)。為了改變測 試的壓擺率，可以增大電壓或減小時間間隔。該隔離等 級與其他靜態(tài)隔離或浪涌等級不同，因?yàn)樗愿斓?變化率施加。大功率開關(guān)能夠在幾百納秒內(nèi)改變電壓 和電流 - 對于 SiC MOSFET，該時間短于 100ns。這會 產(chǎn)生非常大的電壓瞬變，通常大于 100V/ns。柵極驅(qū)動 器在每個開關(guān)瞬間都會經(jīng)歷這些電壓擺幅，尤其是在 驅(qū)動器以開關(guān)節(jié)點(diǎn)為基準(zhǔn)時，如圖 28 所示。因此，驅(qū)動 器需要能夠承受高于額定水平的 CMTI，以防止低壓電 路側(cè)產(chǎn)生噪聲，并防止隔離柵發(fā)生故障。
圖 27：CMTI 測試圖 28：隔離式雙通道驅(qū)動器 隔離式感應(yīng)為何很重要，它需要達(dá)到多高的精度？ 電源轉(zhuǎn)換器和逆變器使用電壓、電流和溫度傳感器來 提供反饋控制，優(yōu)化系統(tǒng)性能或防止產(chǎn)生故障。例如， 三相電機(jī)驅(qū)動器使用電流反饋來調(diào)節(jié)電機(jī)的轉(zhuǎn)速和扭 矩。如果電流測量不精確，則電機(jī)會產(chǎn)生扭矩紋波，從 而無法正常運(yùn)行。如圖 29 所示，可以測量系統(tǒng)中的各種信號，包括相電 流、電壓和溫度。出于功能和安全原因，對這些信號進(jìn) 行隔離，從而將低壓控制側(cè)與高壓感應(yīng)側(cè)分開。在低電 流系統(tǒng)中，使用分流電阻器在相線上的一個分流上測 量相電流，其中參考節(jié)點(diǎn)位于逆變器的開關(guān)節(jié)點(diǎn)上。如 果未隔離此信號，則控制側(cè)將看到 VDC 的高壓擺動，低 壓電路將損壞。此外，人可能會觸及控制箱，因此需要 采用高電壓隔離以防止電擊。測量精度取決于系統(tǒng)要求。通常，電流和電壓必須十分 精確（在 ±1% 以內(nèi)），因?yàn)樗鼈儠答伒娇刂破鳎糜?直接改善系統(tǒng)輸出。通常，溫度不需要如此精確；處于 ±3% 至 5% 的范圍之內(nèi)就足以防止由于過熱而導(dǎo)致 故障或降低功率以冷卻系統(tǒng)。
圖 29：三相電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中的隔離式感應(yīng)IGBT 和 SiC 保護(hù)基礎(chǔ)知識
什么是 dv/dt 引起的導(dǎo)通？
IGBT 和 SiC MOSFET 通常用于大功率逆變器、轉(zhuǎn)換器 和電機(jī)驅(qū)動應(yīng)用。由于高功率水平和這些快速開關(guān)器 件，在每個開關(guān)瞬間都會產(chǎn)生很大的 dv/dt 和 di/dt。在理想情況下，這些快速瞬變對系統(tǒng)有利，并且不會造 成任何負(fù)面影響。實(shí)際上，電路和開關(guān)器件包含與這些 瞬變相互作用的寄生電容和電感，從而可能對系統(tǒng)造 成破壞。具體而言，dv/dt 可能會通過在上部器件 S1 開啟時錯 誤地使半橋中的下部器件 S2 導(dǎo)通導(dǎo)致?lián)舸?，如圖 30 所示。Vds 或 dv/dt 的快速增加導(dǎo)致電流流過寄生電容 Cgd 或 Cge （該寄生電容稱為米勒電容，位于 MOSFET 內(nèi)），其路徑如圖 31 所示。相應(yīng)的關(guān)系為：
米勒電流根據(jù)柵極電阻以及 Cgd 與 Cgs 之比在柵極上 產(chǎn)生電壓。如果壓降大于閾值電壓 Vth（如圖 32 所示）， 則該器件可能會導(dǎo)通并引起擊穿，從而導(dǎo)致過大的電 流和功率耗散。圖 30：MOSFET 半橋 圖 31：S2 的米勒電流路徑 圖 32：米勒電流對 S2 的柵極電壓的影響什么是米勒鉗位？ 電源開關(guān)的電壓瞬變 dv/dt 與寄生米勒電容器 Cgd 相 互作用，導(dǎo)致電流流過柵極并可能導(dǎo)致誤導(dǎo)通。米勒電 容是基于功率器件的物理特性的固定參數(shù)，無法更改。下一個解決方案是減小 dv/dt。通常，會調(diào)整柵極電阻 器 Rg 以調(diào)節(jié)驅(qū)動強(qiáng)度，從而將開關(guān)速度降低至可接受 的水平。不過，增大 Rg 也會通過減慢開關(guān)速度來增大 開關(guān)損耗。米勒鉗位可以在不影響開關(guān)效率的情況下 重定向電流。米勒鉗位以米勒電容器命名，是一種低阻抗開關(guān)，可重 定向由 dv/dt 引起的電流。米勒鉗位通過將 MOSFET 的柵極接地或與負(fù)電壓軌相連，將器件保持在關(guān)斷狀 態(tài)。實(shí)施米勒鉗位的一些主要考慮因素是位置和下拉 電流能力。位置決定了阻抗，從而決定了鉗位的有效 性；阻抗越高，其有效性越差。下拉能力決定鉗位是否 能夠重定向足夠的由 Cgd 產(chǎn)生的電流，以防止誤導(dǎo)通。如果下拉電流過小，則鉗位無效。圖 33：不帶米勒鉗位的柵極驅(qū)動器 圖 34：帶米勒鉗位的柵極驅(qū)動器內(nèi)部米勒鉗位與外部米勒鉗位之間有何差異？米勒鉗的位置會極大地影響其有效性。鉗位的目的是為 米勒電流提供一個低阻抗路徑，使其流向接地端。如果 鉗位的位置遠(yuǎn)離開關(guān)器件，并且布局未經(jīng)過優(yōu)化，則鉗 位路徑中的阻抗可能大于通過柵極驅(qū)動器的阻抗。根據(jù) 系統(tǒng)評估是需要內(nèi)部還是外部米勒鉗位非常重要。內(nèi)部米勒鉗位位于驅(qū)動器 IC 內(nèi)。使用內(nèi)部鉗位可減少 構(gòu)建電路所需的組件，但其位置可能遠(yuǎn)離電源開關(guān)。米 勒電流的路徑中可能具有寄生電阻和電感 Rp 和 Lp ，如 圖 35 所示。如果該電流足夠大，則米勒鉗位不會對驅(qū) 動器性能產(chǎn)生太大的影響。外部米勒鉗位由驅(qū)動器控制，但位于外部，如圖 36 所 示。這樣，可以將鉗位放置在非?？拷娫撮_關(guān)的位 置，以減小電流路徑中的任何阻抗。該實(shí)現(xiàn)最適合具有 高 dv/dt 的器件。
圖 35：帶內(nèi)部米勒鉗位的柵極驅(qū)動器 圖 36：帶外部米勒鉗位的柵極驅(qū)動器什么是短路電流？ 在電位不同的導(dǎo)體之間建立電氣連接時會發(fā)生短路， 從而形成幾乎沒有阻抗的路徑。在這種狀態(tài)下，電流不 再受到限制，可能達(dá)到破壞性的水平。短路可能由各種 原因?qū)е?，包括接線不良、過載情況或控制故障。短路是逆變器、轉(zhuǎn)換器和電機(jī)驅(qū)動器等電力電子產(chǎn)品 中最普遍的故障之一。短路可能導(dǎo)致電源開關(guān)器件發(fā) 生災(zāi)難性故障。IGBT 或 SiC MOSFET 等開關(guān)具有有限 的基于其熱容量的電流承受能力。過大的短路電流 （遠(yuǎn)高于額定水平）會導(dǎo)致裸片中產(chǎn)生大量的熱耗散。在圖 37 中，VDC 通過 S1 與 VOUT 短接。當(dāng) S2 導(dǎo)通時，短 路電流通過開關(guān)迅速增大（如圖 38 所示），從而導(dǎo)致 過熱和損壞。因此，有必要使用保護(hù)電路來檢測何時發(fā) 生短路，然后在發(fā)生故障之前關(guān)閉功率器件。根據(jù)器件 可以承受過流事件的允許電流水平和時長來設(shè)計(jì)保護(hù) 電路。
圖 37：具有非重疊輸入的硬開關(guān)半橋 圖 38：短路事件期間的 S2 波形檢測短路的方法有哪些？ 可以通過多種方法來檢測短路。方法的選擇取決于功 率器件的類型、系統(tǒng)電壓和電流額定值、精度要求以及成本限制。短路感應(yīng)就是直接或間接測量流經(jīng) IGBT 或 SiC MOSFET 的電流。請參閱表 4。
表 4：短路檢測方法的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)快速短路反饋為何至關(guān)重要？ 快速短路反饋對于將器件保持在其安全工作范圍內(nèi)而 言至關(guān)重要。發(fā)生短路時，電流會迅速增加至超過器件 額定值的水平，從而由于功率耗散而發(fā)熱。根據(jù)電流水 平和保持該電流水平的時間，器件可能損壞。給定時間 段內(nèi)耗散的功率稱為短路能量（如圖 39 所示），器件可 以承受的最小能量稱為其臨界能量 EC。EC 的定義不一定總是很明確，但您可以根據(jù)結(jié)至外殼 熱阻 Zthjc 圖進(jìn)行估算，如圖 40 所示。該圖顯示了 Zthjc (°C/W) 與脈沖時間 tp 之間的關(guān)系（采用變化的占空比 D）。熱阻至關(guān)重要，因?yàn)樗x了裸片的熱容量。通常， 器件需要保持在指定的結(jié)溫 Tj 以下，臨界能量的計(jì)算 公式為：
脈沖寬度可以幫助確定短路反饋電路必須達(dá)到多快的 速度，以防止器件過熱。這對于 SiC MOSFET 尤為重 要，因?yàn)樗鼈兛焖龠M(jìn)行開關(guān)，從而使電流可以迅速增 大，并且它們具有很小的裸片尺寸，因此與 IGBT 相比， 它們的短路承受時間 (SCWT) 更短。因此，縮短測量過電流事件的時間并選擇相應(yīng)的保護(hù)電路至關(guān)重要。圖 39：短路期間的功率損耗圖 40：單個脈沖的 MOSFET 熱阻什么是 IGBT 中的去飽和，如何檢測它？IGBT 中的過電流會導(dǎo)致去飽和。各種短路事件都可能導(dǎo)致去飽和，在這些事件中電流會迅速增大至超過器 件最大額定值的水平。當(dāng) IGBT 去飽和時，從飽和區(qū)移 到有源區(qū)，會消耗最大功率，從而導(dǎo)致過熱并可能造成 災(zāi)難性損壞。因此，通過限制電流 Ic 以確保在飽和區(qū)域 內(nèi)運(yùn)行 IGBT 至關(guān)重要。在電流膝點(diǎn)（如圖 41 所示）處，器件開始轉(zhuǎn)換到有源 區(qū)域。此時，Ic 停止增大，而 Vce 繼續(xù)增大。保護(hù)電路旨 在通過測量電流或監(jiān)測電壓水平是否達(dá)到預(yù)設(shè)的閾值 （分別為 IDESAT 和 VDESAT）來檢測該轉(zhuǎn)換。最常見的保護(hù) 電路稱為 DESAT 保護(hù)，它監(jiān)測導(dǎo)通狀態(tài)電壓 Vce，以檢 測何時達(dá)到閾值。在這種情況下，選擇 VDESAT，使其處 于電流膝點(diǎn)區(qū)域內(nèi)（通常為 7V 至 10V）。在正常運(yùn)行期 間，VDESAT > Vce。當(dāng) VDESAT < Vce 時，將觸發(fā) DESAT，該電 路將安全地關(guān)斷 IGBT，以防止損壞器件。DESAT 電路 可以集成到柵極驅(qū)動器中，也可以使用分立組件實(shí)現(xiàn)。
圖 41：IGBT 的 I-V 曲線什么是 IGBT 去飽和檢測中的消隱時間？ DESAT 檢測必須足夠快地觸發(fā)，以防止發(fā)生災(zāi)難性故 障。不過，由于系統(tǒng)的非理想性（例如功率器件的非理 想開關(guān)，其中完成電壓和電流轉(zhuǎn)換可能需要數(shù)百納秒 的時間），立即進(jìn)行 DESAT 檢測可能會導(dǎo)致不精確的 故障觸發(fā)。如圖 42 所示，首先是電流上升，然后電壓下 降。DESAT 在導(dǎo)通狀態(tài)期間檢測電壓 Vce 或 Vds，因此 應(yīng)將測量延遲到器件完全導(dǎo)通且電壓達(dá)到其最低值之 前進(jìn)行。此外，在快速電壓瞬變之后可能會發(fā)生振蕩， 從而導(dǎo)致 DESAT 電壓上升到閾值以上。由于這些原 因，DESAT 電路設(shè)計(jì)具有稱為消隱時間的固有延遲，該 延遲應(yīng)至少為 t4-t0。如上所述，消隱時間 tBLK 應(yīng)足夠長，以防止誤跳閘，但又應(yīng)足夠短，以在器件損壞之前將其關(guān)閉。建議的消隱 時間通常大約為 2μs，該值小于 IGBT 的 SCWT。SCWT 由給定時間段的最大允許功率耗散定義。DESAT 電路設(shè)計(jì)采用圖 43 中所示的組件，這些組件包括一個電流 源 ICHG、一個電壓基準(zhǔn) VDESAT 和一個電容器 CBLK。消隱時間計(jì)算公式為：
圖 42：電源開關(guān)導(dǎo)通波形 圖 43：典型的 DESAT 電路實(shí)現(xiàn)如何為 IGBT 設(shè)計(jì)去飽和電路？DESAT 保護(hù)電路需要考慮適當(dāng)設(shè)置消隱時間、DESAT 閾值電壓和高壓阻斷二極管。消隱時間 tBLK 必須足夠 長，以防止誤觸發(fā)，但必須短于器件的 SCWT。消隱時 間設(shè)置取決于 IGBT 的特性。通常在具有 DESAT 功 能以及閾值電壓 VDESAT 的驅(qū)動器 IC 中提供充電電流 I CHG，如圖 44 所示。根據(jù)直流總線電壓設(shè)置高壓二極管 DHV。當(dāng) VDC 的范圍 為千伏級時，DHV 可以是多個串聯(lián)的二極管。DHV 的反 向恢復(fù)應(yīng)極小，以防止反向電流引起誤跳閘。最好使 用快速恢復(fù)二極管，以防止產(chǎn)生錯誤的 DESAT 故障信 號。此外，多個高壓二極管可以幫助調(diào)節(jié)實(shí)際閾值電 壓 VDESAT,actual，其中從 VDESAT 中減去二極管數(shù)量乘以其 正向電壓所得的值。VDESAT 是 DESAT 故障觸發(fā)時的基準(zhǔn)電壓，該基準(zhǔn)電壓在具有集成 DESAT 保護(hù)功能的柵 極驅(qū)動器中設(shè)置。實(shí)際檢測電壓可以根據(jù)消隱電阻器 RBLK 和高壓二極管的正向壓降進(jìn)行調(diào)節(jié)。您必須使用 所有這些組件來精確地設(shè)置 DESAT 電壓。因此，實(shí)際檢測電壓為：
圖 44：典型的 DESAT 電路實(shí)現(xiàn)檢測 IGBT 的去飽和為何比檢測 SiC 的去飽和更有意義？DESAT 是最常見的過電流保護(hù)電路，由于易于實(shí)現(xiàn)，因 此是許多應(yīng)用的默認(rèn)選擇。不過，IGBT 與 SiC MOSFET 之間存在固有差異，這些差異使 DESAT 保護(hù)與 SiC MOSFET 相比更適合 IGBT。圖 45 顯示了 IGBT 和 SiC MOSFET 的 I-V 特性。對于相同的額定電流和電 壓，IGBT 到達(dá)有源區(qū)域時的 Vce 比 SiC MOSFET 轉(zhuǎn) 換到飽和區(qū)域時相應(yīng)的 Vds 水平低得多。從本質(zhì)上 講，IGBT 限制了耗散的功率，因?yàn)殡娏魍Ｖ乖黾?。?SiC MOSFET 中，電流持續(xù)增大，而 Vds 也增大，由于 高功率耗散和產(chǎn)生的熱量，導(dǎo)致器件以更快的速度發(fā) 生故障。此外，SiC MOSFET 比 IGBT 更快地達(dá)到最大 功率耗散點(diǎn)，因?yàn)樗鼈兊拈_關(guān)速度要快得多。IGBT 的去飽和電壓通常為 7V-10V，而 SiC MOSFET 的去飽和電壓沒有明確定義的范圍。因此，為 IGBT 選 擇 DESAT 電壓較為簡單，但這對于 SiC MOSFET 而言 幾乎是不可能的。可以在進(jìn)行一些修改后將 DESAT 用 于 SiC MOSFET，但不會實(shí)現(xiàn)最佳性能。SiC MOSFET 具有比 IGBT 更短的 SCWT 并且開關(guān)速度更快，因此 時序至關(guān)重要。分流電阻器電流監(jiān)測或過電流檢測等方法最適合 SiC MOSFET。
圖 45：IGBT 與 SiC MOSFET 的 I-V 曲線什么是過電流檢測，它為何更適用于 SiC MOSFET？DESAT 作為一種短路保護(hù)形式在 IGBT 中很常見， 但由于其 I-V 特性，并非始終適合 SiC MOSFET。SiC MOSFET 從線性區(qū)域到飽和區(qū)域的轉(zhuǎn)換尚不明確，因此使用單個電壓閾值進(jìn)行 DESAT 檢測可能不太精確。一種更適用的檢測形式是過電流檢測，它測量流經(jīng)精 確分流電阻器 Rshunt 的電流?？紤]到 Rshunt 中會流過很 大的電流，其測量確實(shí)會導(dǎo)致更大的功率損耗。結(jié)果， 由于自熱，其精度也可能更低。分流電阻器值通常處 于毫歐級范圍之內(nèi)，測量的電流根據(jù)歐姆定律 (V = I * R) 得出。與 DESAT 相比，分流電阻器監(jiān)測更加精確并 且所需的電路更少。更少的電路還意味著響應(yīng)速度更 快，這對于 SiC MOSFET 而言至關(guān)重要，因?yàn)樗鼈兊?SCWT 比 IGBT 更短。為了解決功率損耗問題，有些電源模塊包含集成的電 流調(diào)節(jié)功能，以減小流經(jīng)分流電阻器的電流（圖 46）。模塊中內(nèi)置的分流電路可降低分流電阻器中耗散的功 率，相應(yīng)的比率由功率器件制造商提供。該方法的功耗 比典型的分流電阻器測量要低，從而可以實(shí)現(xiàn)更精確 的電流測量。
圖 46：使用具有集成電流調(diào)節(jié)功能的 FET 的過流來源： 電驅(qū)動Benchmarker*博客內(nèi)容為網(wǎng)友個人發(fā)布，僅代表博主個人觀點(diǎn)，如有侵權(quán)請聯(lián)系工作人員刪除。
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